Низковольтный унч на транзисторах: Низковольтный усилитель на транзисторах

Низковольтный усилитель на транзисторах

Этот усилитель можно встроить в любую маломощную аппаратуру с низковольтным питанием: приёмники, рации, слуховые аппараты и другая подобная аппаратура. Усилитель состоит из двух узлов: входной каскад на транзисторе Т1 и выходной двухтактный на транзисторах Т2 — Т5. Сигнал, усиленный транзистором Т1 поступает в нагрузку R1 и выходной каскад. Получается так: Т3 и Т4 усиливают положительные полуволны сигнала, Т2 и Т5 отрицательные.


Поиск данных по Вашему запросу:

Схемы, справочники, даташиты:

Прайс-листы, цены:

Обсуждения, статьи, мануалы:

Дождитесь окончания поиска во всех базах.

По завершению появится ссылка для доступа к найденным материалам.
ПОСМОТРИТЕ ВИДЕО ПО ТЕМЕ: УСИЛИТЕЛЬ НА ПАРАЛЛЕЛЬНЫХ ТРАНЗИСТОРАХ

ПИТАНИЕ УСИЛИТЕЛЯ


Усилители низкой частоты УНЧ используют для преобразования слабых сигналов преимущественно звукового диапазона в более мощные сигналы, приемлемые для непосредственного восприятия через электродинамические или иные излучатели звука.

Заметим, что высокочастотные усилители до частот Простейший УНЧ, выполненный по схеме с общим эмиттером, показан на рис. В качестве нагрузки использован телефонный капсюль. Допустимое напряжение питания для этого усилителя Величину резистора смещения R1 десятки кОм желательно определить экспериментально, поскольку его оптимальная величина зависит от напряжения питания усилителя, сопротивления телефонного капсюля, коэффициента передачи конкретного экземпляра транзистора.

Для выбора начального значения резистора R1 следует учесть, что его величина примерно в сто и более раз должна превышать сопротивление, включенное в цепь нагрузки. Для подбора резистора смещения рекомендуется последовательно включить постоянный резистор сопротивлением Величина емкости переходного конденсатора С1 рис.

Для освоения техники усиления низких частот рекомендуется поэкспериментировать с подбором номиналов элементов и режимов работы усилителей рис. Усложненные и улучшенные по сравнению со схемой на рис. В схеме на рис. Однотранзисторный усилитель с делителем для подачи напряжения смещения на базу транзистора. Соединив последовательно два простейших каскада усиления рис.

Усиление такого усилителя равно произведению коэффициентов усиления отдельно взятых каскадов. Однако получить большое устойчивое усиление при последующем наращивании числа каскадов нелегко: усилитель скорее всего самовозбудится. Новые разработки усилителей НЧ, схемы которых часто приводят на страницах журналов последних лет, преследуют цель достижения минимального коэффициента нелинейных искажений, повышения выходной мощности, расширения полосы усиливаемых частот и т.

В то же время, при наладке различных устройств и проведении экспериментов зачастую необходим несложный УНЧ, собрать который можно за несколько минут. Такой усилитель должен содержать минимальное число дефицитных элементов и работать в широком интервале изменения напряжения питания и сопротивления нагрузки. Схема простого усилителя мощности НЧ с непосредственной связью между каскадами приведена на рис.

Входное сопротивление усилителя определяется номиналом потенциометра R1 и может изменяться от сотен Ом до десятков МОм. На выход усилителя можно подключать нагрузку сопротивлением от При высокоомной нагрузке в качестве VT2 можно использовать транзистор КТ Усилитель работоспособен в диапазоне питающих напряжений от 3 до 15 В, хотя приемлемая работоспособность его сохраняется и при снижении напряжения питания вплоть до 0,6 В.

Емкость конденсатора С1 может быть выбрана в пределах от 1 до мкФ. Амплитуда входного сигнала УНЧ не должна превышать 0, Выходная мощность усилителя может изменяться от десятков мВт до единиц Вт в зависимости от сопротивления нагрузки и величины питающего напряжения.

Настройка усилителя заключается в подборе резисторов R2 и R3. С их помощью устанавливают напряжение на стоке транзистора VT1, равное Транзистор VT2 должен быть установлен на теплоотводя-щей пластине радиаторе.

На рис. Такого рода связь улучшает частотные характеристики усилителя в области нижних частот, схема в целом упрощается. В то же время настройка усилителя осложняется тем, что каждое сопротивление усилителя приходится подбирать в индивидуальном порядке. Резистор R1 должен быть 0, Расчет усилителя, приведенного на рис.

Такие усилители имеют довольно высокий коэффициент усиления Ку. Усилитель на рис. УНЧ по схеме на рис. Для портативной радиоэлектронной аппаратуры важным параметром является экономичность УНЧ.

Схема такого УНЧ представлена на рис. При увеличении входного напряжения этот транзистор шунтирует переход эмиттер — база VT3 и уменьшает значение тока, протекающего через транзисторы VT1 и VT3.

Как и в приведенной выше схеме см. Телефонный капсюль, подключаемый при помощи штекера, может одновременно служить выключателем питания схемы. Напряжение питания УНЧ составляет от 1,5 до 15 В, хотя работоспособность устройства сохраняется и при снижении питающего напряжения до 0,6 В.

В диапазоне напряжения питания Примерами УНЧ с непосредственными связями и минимальным подбором режима работы являются схемы, приведенные на рис.

Они имеют высокий коэффициент усиления и хорошую стабильность. Микрофонный усилитель рис. В качестве микрофона ВМ1 использован микрофон электродинамического типа. В роли микрофона может выступать и телефонный капсюль. Стабилизация рабочей точки начального смещения на базе входного транзистора усилителей на рис.

Усилитель рис. Каскадный усилитель низкой частоты на полевых транзисторах, также имеющий высокое входное сопротивление, показан на рис. Типовые УНЧ, предназначенные для работы на низкоомную нагрузку и имеющие выходную мощность десятки мВт и выше, изображены на рис. Электродинамическая головка ВА1 может быть подключена к выходу усилителя, как показано на рис.

Если источник питания выполнен из двух последовательно соединенных батарей аккумуляторов , правый по схеме вывод головки ВА1 может быть подключен к их средней точки напрямую, без конденсаторов СЗ, С4. Если вам нужна схема простого лампового УНЧ то такой усилитель можно собрать даже на одной лампе, смотрите у нас на сайте по электронике в соответствующем разделе.

Исправления в публикации: на рис. Схем куча : и все понятные всем толково описаны : сайт крут давненько искал : не понимаю се тут никто не сидит?? Спасибо за отзыв, приятно что вам понравилось у нас. На сайте есть множество посетителей, просто мало кто отписывается, большинство используют его как справочник или каталог схем, а не в целях общения. Замечательные схемы! Большое спасибо составителю. У меня мало опыта в радиотехнике, и подобные схемы очень полезны таким как я.

У меня есть один вопрос. Прошу ответить, если не трудно. В схеме на рисунке 6 в качестве нагрузки использован динамик. Можно ли его заменить на повышающий трансформатор при частоте работы 20 — кГц? Да, схемы простые и полезные, еще больше подобных можно найти в книге Шустов М. Практическая схемотехника Книга 1 , год, можете купить себе — будет полезно. Теоретически, думаю что можно.

Предполагаю что вы хотите сделать небольшой трансляционный усилитель. На самом деле мне нужна синусоида при напряжении вольт. На работе сказали, что двух витков первички хватит. А я опасаюсь, что выходной транзистор сгорит. Если только индуктивным сопротивлением немного ток ограничется. Как бы это попроще расчитать?

В таком случае может вам нужна схема инвертора который преобразовывает, например, постоянное напряжение 12В — в переменное напряжение синусоида В? Мощные повышающие инверторы напряжения простые схемы инверторов и преобразователей Преобразователь напряжения 12В в В для походов отечественные транзисторы и микросхема Преобразователь инвертор напряжения 12В в В зарубежная микросхема, полевые транзисторы. Спасибо за ссылки. Но я пытаюсь создать девайс несколько другого типа. Проблема в том, что очень трудно найти готовое решение.

Мне нужна синусоида кГц, напряжение примерно вольт. Генератор я уже доделываю. После него поставлю вышеназванный усилитель с вашего сайта. На выходе усилителя будет стоять повышающий трансформатор, с которого и надеюсь получить вольт.

Ещё раз благодарю за предоставленную информацию. Подскажите схему усилителя для питания нагрузки 10 Ом 10А в диапазоне частот от 1Гц до 50Гц, при входных данных в 0,2А и В.

Артем, вам скорее всего нужно просто собрать мощный ключ на полевом транзисторе, привязав потом этот ключ к нужной вам системе. Готовые решения с указанными вами параметрами найти очень сложно. Товарищи, помогите разобраться, в чем дело! Собрал самую первую схему, только на КТ, поменяв, соответственно, полярность питания.

Усилитель работает, но спустя несколько секунд транзистор нагревается так, что пальцем не прикоснуться. Что я сделал не так? Использовал батарею «Крона» 9В , Динамик на 8 Ом. КТ — это маломощный транзистор, оно и не удивительно что он греется и скорее всего уже подпален. Данная схема однотранзисторного УНЧ рассчитана на использование с головными телефонами или динамической головкой сопротивление которой Ом и больше.

В данном случае через транзистор идет очень большой ток, что в текущей конфигурации деталей недопустимо и опасно как для транзистора. Для использования с динамиком на 8 Ом нужно собирать схемы уже посложнее — Рис.


На сайте радиочипи представлены принципиальные схемы сабвуферов, собранные своими руками

В данном усилителе можно применить любые маломощные кремниевые транзисторы, подходящие по проводимости, в том числе и КТКТ Но для максимального снижения напряжения желательно применить германиевые, с малым напряжениям падения. Например отечественные транзисторы серии МП или аналогичные импортные. Диод Шоттки. Когда речь заходит про усилители звука, мы сразу представляем мощную конструкцию с питанием в десятки вольт и иногда столько же ампер. Но ведь бывают ситуации, когда нужно наоборот понизить питание усилителя до минимально возможного значения, желательно вообще до одной пальчиковой батарейки. Это может быть при использовании такого УНЧ в МП3 плеере , мобильном телефоне или другом аналогичном устройстве с низковольтным питанием.

Низковольтный УНЧ. Довольно часто Транзистор VT5 подключен по схеме с общим эммитером. Схема низковольтного усилителя низкой частоты.

Низковольтный усилитель на транзисторах

Введите электронную почту и получайте письма с новыми самоделками. Не более одного письма в день. Войти Чужой компьютер. В гостях у Самоделкина! Транзисторный усилитель 50W своими руками. Доставка новых самоделок на почту Получайте на почту подборку новых самоделок. Никакого спама, только полезные идеи! Становитесь автором сайта, публикуйте собственные статьи, описания самоделок с оплатой за текст. Подробнее здесь.

Микросхемы УМЗЧ для переносных компьютеров и игрушек

Усилитель звуковой частоты является важнейшим узлом многих электронных устройств. Это может быть воспроизведение музыкальных файлов, системы оповещения пожарной и охранной сигнализации или звуковые датчики различных игрушек. Бытовая техника оснащена встроенными низкочастотными каналами, но при домашнем конструировании электронных самоделок может потребоваться необходимость сделать это устройство самостоятельно. Диапазон звуковых частот, которые воспринимаются человеческим ухом, находится в пределах 20 Гц кГц, но устройство, выполненное на одном полупроводниковом приборе, из-за простоты схемы и минимального количества деталей обеспечивает более узкую полосу частот.

В этом разделе Вы найдете разнообразные схемы транзисторных усилителей НЧ- от самых простых до сложных HiFi класса.

Схемы усилителей на транзисторах

Усилитель звуковой частоты является важнейшим узлом многих электронных устройств. Это может быть воспроизведение музыкальных файлов, системы оповещения пожарной и охранной сигнализации или звуковые датчики различных игрушек. Бытовая техника оснащена встроенными низкочастотными каналами, но при домашнем конструировании электронных самоделок может потребоваться необходимость сделать это устройство самостоятельно. Диапазон звуковых частот, которые воспринимаются человеческим ухом, находится в пределах 20 Гц кГц, но устройство, выполненное на одном полупроводниковом приборе, из-за простоты схемы и минимального количества деталей обеспечивает более узкую полосу частот. В простых устройствах, для прослушивания музыки достаточно частотного диапазона Гц-6 Гц.

Простейшие усилители низкой частоты на транзисторах

By Олег Кузьмичёв , September 16, in Усилители мощности. Доброго времени суток,товарищи радиолюбители и меломаны! Не уверен, будет-ли полезная кому данная тема, в век высоких технологий,но тем не менее. Мне понадобился экономичный усилитель звука с низковольтным питанием и я не смог найти подходящей темы. Решил создать свою. Строго не судите.

Усилитель AMP SN BT караоке Bluetooth. Надежный ( отзывов). Усилитель PAM мини низковольтный УНЧ 2×3 Ватт 2, Вольт.

Низковольтный УНЧ

Довольно часто возникает необходимость в усилении электрического сигнала в низковольтных цепях. Ниже представленна принципиальная схема низковольтного УНЧ. Описание схемы УНЧ Усилитель состоит из четырех каскадов.

LM386 — Низковольтный усилитель мощности

ВИДЕО ПО ТЕМЕ: УНЧ на 1 транзисторе

Усилители мощности звуковой частоты УМЗЧ для серийной аппаратуры, даже очень мощные и качественные, в последнее время превратились в очень простые конструкции. Они состоят из микросхемы УМЗЧ, которая, как правило, устанавливается на радиаторе, и около десятка деталей внешней обвязки. Правда, микросхем этих очень много. Каковы их особенности и отличия?

Очень простые и качественные схемы микрофонных усилителей с низковольтным питанием для любых радиолюбительских конструкций. Доброго дня уважаемые радиолюбители!

Схема усилителя звука на одном транзисторе

Как-то встретилась мне микросхема LMN-1, и решил я попробовать построить на ее основе мостовой усилитель мощности по аналогии с [1, 2]. Сразу скажу, сделанный усилитель рис. Тем не менее, такой УЗЧ может найти применение в радиолюбительской практике. Этот усилитель можно использовать, например, для усиления аудиосигналов от компьютеров, CD-дисководов, плееров, радиоприемников и т. С качественной акустической системой этот усилитель позволяет послушать музыку со всеми ее нюансами, так как имеет расширенную полосу воспроизводимых частот.

Схемы УНЧ и разной электроники. Подписаться на канал. Маркировка конденсаторов. Цветная маркировка сопротивлений.


Схема УНЧ на германиевых транзисторах

Для тех, у кого остались в запасниках транзисторы серии ГТ и П, предлагаю для обзора свою конструкцию УНЧ на транзисторах П210. Схема была взята мною с не помню за какой год брошюры, в помощь радиолюбителю. В оригинале схемы использовались транзисторы МП42, МП37 и П217.

С этим комплектом заявленная номинальная мощность была 15Вт. Имея в своих запасниках с пол сотни транзисторов П210 я долгое время перекладывал их из угла в угол. И вот, однажды начитавшись форумов и всевозможных статей про усилители на германии, решил наконец собрать УНЧ на этих самых П210-ых.


Много положительных отзывов но и не меньше критики было прочитано о применении транзисторов серии ГТ в усилителях. Дабы проверить написанное и дать свою оценку — занялся сборкой. Было собрано два варианта схемы: на пяти транзисторах по классической топологии и схема с дифкаскадом. В конечном итоге предпочтение было отдано схеме с дифкаскадом.

Несколько слов о первой схеме: настройки никакой практически не требует, если детали все исправны то работает сразу. Настройка сводится к установке половины напряжения питания на выходе. Схема достаточно надежна.

Для полного отсутствия фона переменного тока достаточно в выпрямителе емкости в 4700 мкф. При напряжении питания 42В, Рmax достигала 38Ватт. Более точно не измерял. Из достоинств — отсутствуют искажения типа ступенька, именно германиевые транзисторы в такой схеме имеют этот плюс.

Из недостатков — режимы работы оконечных транзисторов близки к предельно допустимым, резко снижают надежность последних. При длительной работе примерно в 75 процентов от максимальной мощности, оконечные транзисторы довольно сильно нагреваются.

Радиаторы что на фото нагревались до 60 градусов. Нужно отметить,что максимальная температура до пробоя перехода П210 по паспорту составляет 85 градусов (у кремния для примера эта граница равна 125 градусов).

Вторая схема — с дифкаскадом, имеет ряд преимуществ перед первой схемой, а именно: установка тока покоя (мною выставлялась 200ма ), температурный режим более мягкий. При питании от двухполярного источника 35В Pmax = 50 Ватт.

Поднимать напряжение питания выше 35 Вольт не имеет смысла, поскольку максимальная рассеиваемая мощность на коллекторе П210  с буквой Б и В  равна 45Ватт.

Если у вас есть П210 с буквой Ш, то есть смысл поднять питание до 42 Вольт, тогда можно будет получить 60 -65 ватт на выходе. В процессе сборки был мною опробован вариант с двумя парами выходных транзисторов П210Б  удалось получить 80 ватт !!

Для германия эта довольно значительная цифра, но в силу ряда недостатков — большущие радиаторы, приличный нагрев, эта проба так и осталась пробой, да и зачем столько выхода для дома.

Схема надежно работает уже в течении двух лет. Некоторые номиналы резисторов были пересчитаны мною под соответствующие транзисторы. Резисторы в оконечном каскаде рекомендую поставить мощностью не менее 5Ватт, можно и мощнее, еще лучше будет если будете использовать акустику в 100Ватт, то 5 Ваттных только-только хватит.

Если к примеру поставить на три Вата то они попросту при половине мощности лопнут или сгорят в уголь, что приведет к пробою транзистора ГТ404 в первую очередь и наверняка вылетит один из выходных транзисторов. Поэтому ставим не скупясь на мощность резистора — лучше всего проволочные.

Из недостатков: столкнулся с проблемой фона переменного тока. Для меня так и осталось загадкой почему в первой схеме емкости в 4700 достаточно, а в этой схеме явно мало. Пришлось разориться и купить два конденсатора на 15000х63 вольта. Мне эти, казалось бы простые детали обошлись в 1500 рубликов. Конечно можно было собрать батарею из кондеров на 2000мкФх50в, коих полная коробка, но они старые советские и в разы больше импортных, размер бы вышел в пол корпуса самого усилителя.

Потому и были куплены импортные, но кому как нравится конечно, все зависит от того в какой корпус вы все это хотите затолкать. В итоге две емкости по 15000 хватило вполне что бы полностью убрать фон переменного тока.

Обе схемы работают в классе АВ. Для лучшего отвода тепла мною был установлен куллер среднего размера от компа, запитал его через гасящий резистор, так чтобы на куллер приходилось 8 Вольт. Шума от куллера не наблюдается. Этого более чем достаточно — на максимальной мощности в течении часа, выше 45 градусов радиаторы не нагреваются. Если память не подводит, площадь у радиаторов на фото 200см квадратных.

Настройка этой схемы так же сводится к установке половины питания на выходе подстроечным резистором в дифкаскаде и тока покоя подстроечником в базе МП26Б.

Теперь несколько слов о предварительном усилителе. Мною приложены схемы предложенные автором из брошюры, но мне они показались сомнительными. Поэтому был собран простейший каскад на одном транзисторе МП39б (малошумящий). Этот каскад немного видно на фото в левой части корпуса. схему последнего не привожу, поскольку рекомендовать именно ее нет смысла — данный каскад целесообразно делать под имеющийся источник сигнала.

Обязательное условие для предварительного усилителя — схема должна быть с общим эмиттером. Конечно же можно применить и микросхемы, но как это все будет вместе работать — не проверял. Поскольку у микросхем общий минус, а в схеме унч общий плюс то велика вероятность того что от одного источника оконечный и предварительный каскад работать корректно не будут.

В качестве блока питания использован обычный трансформатор ТС-160 с перемотанной вторичкой. Один канал тянет на максимуме до 3,5 ампер. Исходя из этого вторичка должна обеспечивать ка минимум 6 ампер. В выпрямителе использованы диоды Д242 так как других не было. Но вполне хватит и КД202.

Вот в краце рассказал об основных моментах сборки и настройки усилителя. Ну и в конце еще добавлю несколько слов о качестве и окраске звучания. В общем то результатом доволен! А результат оказался неожиданным — очень приятное для уха звучание и нужно отметить довольно глубокий и сильный НЧ спектр на этих транзисторах. Слушать можно хоть круглые сутки, для с равнения была собрана та же съема но только на транзисторах КТ серии — и вроде бы звук тот же, а все равно что-то такое механическое и суховатое присутствует в звуке на кремнивых транзисторах. На КТшках низкие частоты вроде тоже не плохие, но что-то не уловимое ухом все же пропало.

В целом, людям имеющим острый слух и, так сказать чуткое ухо, разница будет очевидна. При всех своих недостатках германиевое звучания намного естественней и мягче нежели кремниевое звучание. Не относя себя к категории аудиофилов, среди которых не мало людей с маниакальными идеями и убеждениями, а в качестве обычного любителя меломана с музыкальным острым слухом, я выбрал вариант в германиевом исполнении.

В предыдущих своих статьях я выкладывал таблицу свойств германия и кремния из которой видно что при всех минусах, германий очевиден в своих преимуществах перед кремнием. И в качестве заключения скажу: желающие повторить конструкцию, дерзайте.. оно того стоит!

dimka.kyznecov[a]rambler.ru

Схема простой усилитель по току



Digitrode

цифровая электроника вычислительная техника встраиваемые системы

  • Вычислительная техника
    • Микроконтроллеры микропроцессоры
    • ПЛИС
    • Мини-ПК
  • Силовая электроника
  • Датчики
  • Интерфейсы
  • Теория
    • Программирование
    • ТАУ и ЦОС
  • Перспективные технологии
    • 3D печать
    • Робототехника
    • Искусственный интеллект
    • Криптовалюты

Чтение RSS

Что такое усилитель тока, токовый буфер и токовый повторитель

Усилитель тока

Усилитель тока – это электронная схема, которая увеличивает величину тока входного сигнала на фиксированное значение и подает его в последующую схему или устройство. Этот процесс называется токовым усилением входного сигнала.

Вход может быть постоянным или изменяющимся во времени сигналом. В идеале, во время этого процесса усиления тока усилитель тока будет сохранять неизменной составляющую напряжения входного сигнала. Ниже приведена блок-схема типичного усилителя тока.

Сигналы на входных и выходных клеммах обозначают величину тока относительно времени. Обратите внимание, что весь сигнал растягивается (увеличивается) на выходе с фиксированным коэффициентом.

Коэффициент усиления усилителя тока

В электронике «усиление» или «коэффициент усиления» – это технический термин, используемый для оценки усилительной способности усилителя. А поскольку усилитель тока преобразует только токовую составляющую входного сигнала, его коэффициент усиления зависит от того, насколько он увеличивает ток выходного сигнала по отношению к входному сигналу.

Математически коэффициент усиления усилителя тока представляет собой отношение величины тока, протекающего через его выходные клеммы, к величине тока входного сигнала. Он обозначается символом Ai и, поскольку это соотношение, он не имеет единиц: Ai=Iвых/Iвх.

Например, если поток тока от входного сигнала составляет 1 мА, а ток, протекающий через выходные клеммы, составляет 100 мА, тогда усиление данного усилителя тока будет равно 100 (100 мА / 1 мА). Это означает, что величина тока входного сигнала на выходе возрастает в 100 раз.

Усиление также может иметь отрицательное значение. Это указывает на то, что выходной сигнал является обращенной и масштабированной копией входного сигнала.

Характеристики идеального усилителя тока

Для разработки усилителя тока необходимо проработать набор правил / характеристик, которые определяют его теоретическое поведение. Ниже приведены эти идеальные характеристики:

  • Усиление тока усилителя (Ai) должно оставаться постоянным для всего диапазона входного сигнала
  • Усиление тока усилителей не должно зависеть от условий окружающей среды, таких как температура и влажность
  • Входной импеданс (эффективное сопротивление между входными клеммами) усилителя тока должен быть равен нулю
  • Выходной импеданс (эффективное сопротивление между выходными клеммами) усилителя тока должно быть бесконечным

В реальных случаях невозможно достичь указанного выше рекомендуемого сопротивления усилителей тока. Но они используются в качестве эталонных параметров для проектирования схем усилителей тока, близких к идеальным. Диаграмма ниже иллюстрирует модель усилителя идеального тока вместе с реальным.

Обратите внимание на сопротивления на входе и выходе усилителя тока в реальном случае. Последовательное сопротивление на входе указывает эффективное сопротивление, создаваемое схемой усиления. Сопротивление, параллельное выходу, обозначает некоторую часть выходного сигнала, потерянную либо механизмами обратной связи, либо из-за внутренних потерь.

Схема усилителя тока

Ниже приведена принципиальная схема простой двухкаскадной цепи усилителя тока, в которой в качестве усилительного элемента используются транзисторы npn и pnp.

Фотодиод поглощает энергию света и высвобождает электроны, тем самым действуя в качестве источника входного тока. Этот ток от фотодиода сначала усиливается транзистором Q1 и дополнительно усиливается транзистором Q2.

Резисторы у баз обоих транзисторов используются для регулировки усиления. Количество раз усиления сигнала совпадает с количеством каскадов в усилителе. Здесь ток усиливается в два раза, так что это двухкаскадный усилитель тока.

Переходя к расчетной части, скажем, id – это ток, протекающий от фотодиода, а Ai1, Ai2 – коэффициенты усиления транзисторов Q1 и Q2 соответственно. Ток на выходе первого транзистора будет равен Ai1*id, и это будет вход для второго транзистора. Второй транзистор Q2 будет дополнительно усиливать этот сигнал с коэффициентом Ai2. Таким образом, конечный выходной ток будет равен Ai2*Ai1*id, что сделает усиление всего этого двухступенчатого усилителя тока равным Ai2*Ai1.

Применение усилителей тока

Ниже приведены некоторые практические применения усилителей тока:

  • В системах усиления звука усилители тока используются для получения более качественного звучания низких частот за счет увеличения интенсивности, с которой приводятся в действие динамики
  • Усилители тока с переменным усилением используются во многих промышленных производственных системах, таких как машины лазерной и водоструйной резки, для контроля интенсивности, с которой осуществляется изготовление
  • В сенсорных системах усилители тока используются для усиления слабых входных сигналов для использования в последующих цепях

Токовый буфер

Токовый буфер – это электронная схема, которая используется для передачи электрического тока от входного источника, имеющего очень малый импеданс (эффективное сопротивление), к выходным нагрузкам с высоким импедансом. Он предназначен для предотвращения воздействия на источники сигнала из-за различий в величине тока, потребляемого выходными нагрузками.

В большинстве сценариев он действует как мост между слабыми входными сигналами (например, сигналами от датчиков) и выходными нагрузками, которые могут потреблять большие токи. Ниже приведена схема идеального токового буфера.

Он в первую очередь предназначен для устранения влияния выходной нагрузки на источник входного сигнала. Таким образом, вы можете думать о буфере тока как о цепи, которая изолирует входные и выходные цепи, в то же время позволяя проводить требуемый поток тока к выходной нагрузке для поддержания постоянного напряжения на нем. Ниже приведена принципиальная схема простого токового буфера на основе полевого транзистора.

Такое расположение обеспечивает меньшее сопротивление входного сигнала и высокое сопротивление на выходной клемме, что делает его почти идеальным буфером тока.

Применение токового буфера

Токовый повторитель

Токовая буферная схема с усилением 1 (т.е. входные и выходные токи одинаковы) называется токовым повторителем. Это означает, что схема повторителя тока не обеспечивает какого-либо усиления тока для входного сигнала.

Вы можете быть удивлены, почему схема токового повторителя используется в реальности, поскольку входной и выходной токи от токового повторителя одинаковы. Причина в том, что повторитель тока не используется для увеличения выходного тока.

Но он используется для изоляции входных и выходных линий, обеспечивая при этом одинаковое количество тока, поступающего на вход и выход. Это причина, по которой схемы токовых повторителей также называются изоляционными буферами.

Источник

Простейшие усилители низкой частоты на транзисторах

Усилители низкой частоты (УНЧ) используют для преобразования слабых сигналов преимущественно звукового диапазона в более мощные сигналы, приемлемые для непосредственного восприятия через электродинамические или иные излучатели звука.

Заметим, что высокочастотные усилители до частот 10. 100 МГц строят по аналогичным схемам, все отличие чаще всего сводится к тому, что значения емкостей конденсаторов таких усилителей уменьшаются во столько раз, во сколько частота высокочастотного сигнала превосходит частоту низкочастотного.

Простой усилитель на одном транзисторе

Простейший УНЧ, выполненный по схеме с общим эмиттером, показан на рис. 1. В качестве нагрузки использован телефонный капсюль. Допустимое напряжение питания для этого усилителя 3. 12 В.

Величину резистора смещения R1 (десятки кОм) желательно определить экспериментально, поскольку его оптимальная величина зависит от напряжения питания усилителя, сопротивления телефонного капсюля, коэффициента передачи конкретного экземпляра транзистора.

Рис. 1. Схема простого УНЧ на одном транзисторе + конденсатор и резистор.

Для выбора начального значения резистора R1 следует учесть, что его величина примерно в сто и более раз должна превышать сопротивление, включенное в цепь нагрузки. Для подбора резистора смещения рекомендуется последовательно включить постоянный резистор сопротивлением 20. 30 кОм и переменный сопротивлением 100. 1000 кОм, после чего, подав на вход усилителя звуковой сигнал небольшой амплитуды, например, от магнитофона или плеера, вращением ручки переменного резистора добиться наилучшего качества сигнала при наибольшей его громкости.

Величина емкости переходного конденсатора С1 (рис. 1) может находиться в пределах от 1 до 100 мкФ: чем больше величина этой емкости, тем более низкие частоты может усиливать УНЧ. Для освоения техники усиления низких частот рекомендуется поэкспериментировать с подбором номиналов элементов и режимов работы усилителей (рис. 1 — 4).

Улучшениые варианты однотранзисторного усилителя

Усложненные и улучшенные по сравнению со схемой на рис. 1 схемы усилителей приведены на рис. 2 и 3. В схеме на рис. 2 каскад усиления дополнительно содержит цепочку частотнозависимой отрицательной обратной связи (резистор R2 и конденсатор С2), улучшающей качество сигнала.

Рис. 2. Схема однотранзисторного УНЧ с цепочкой частотнозависимой отрицательной обратной связи.

Рис. 3. Однотранзисторный усилитель с делителем для подачи напряжения смещения на базу транзистора.

Рис. 4. Однотранзисторный усилитель с автоматической установкой смещения для базы транзистора.

В схеме на рис. 3 смещение на базу транзистора задано более «жестко» с помощью делителя, что улучшает качество работы усилителя при изменении условий его эксплуатации. «Автоматическая» установка смещения на базе усилительного транзистора применена в схеме на рис. 4.

Двухкаскадный усилитель на транзисторах

Соединив последовательно два простейших каскада усиления (рис. 1), можно получить двухкаскадный УНЧ (рис. 5). Усиление такого усилителя равно произведению коэффициентов усиления отдельно взятых каскадов. Однако получить большое устойчивое усиление при последующем наращивании числа каскадов нелегко: усилитель скорее всего самовозбудится.

Рис. 5. Схема простого двухкаскадного усилителя НЧ.

Новые разработки усилителей НЧ, схемы которых часто приводят на страницах журналов последних лет, преследуют цель достижения минимального коэффициента нелинейных искажений, повышения выходной мощности, расширения полосы усиливаемых частот и т.д.

В то же время, при наладке различных устройств и проведении экспериментов зачастую необходим несложный УНЧ, собрать который можно за несколько минут. Такой усилитель должен содержать минимальное число дефицитных элементов и работать в широком интервале изменения напряжения питания и сопротивления нагрузки.

Схема УНЧ на полевом и кремниевом транзисторах

Схема НЧ с непосредственной связью между каскадами приведена на рис. 6 [Рл 3/00-14]. Входное сопротивление усилителя определяется номиналом потенциометра R1 и может изменяться от сотен Ом до десятков МОм. На выход усилителя можно подключать нагрузку сопротивлением от 2. 4 до 64 Ом и выше.

При высокоомной нагрузке в качестве VT2 можно использовать транзистор КТ315. Усилитель работоспособен в диапазоне питающих напряжений от 3 до 15 В, хотя приемлемая работоспособность его сохраняется и при снижении напряжения питания вплоть до 0,6 В.

Емкость конденсатора С1 может быть выбрана в пределах от 1 до 100 мкФ. В последнем случае (С1 =100 мкФ) УНЧ может работать в полосе частот от 50 Гц до 200 кГц и выше.

Рис. 6. Схема простого усилителя низкой частоты на двух транзисторах.

Амплитуда входного сигнала УНЧ не должна превышать 0,5. 0,7 В. Выходная мощность усилителя может изменяться от десятков мВт до единиц Вт в зависимости от сопротивления нагрузки и величины питающего напряжения.

Настройка усилителя заключается в подборе резисторов R2 и R3. С их помощью устанавливают напряжение на стоке транзистора VT1, равное 50. 60% от напряжения источника питания. Транзистор VT2 должен быть установлен на теплоотводя-щей пластине (радиаторе).

Трекаскадный УНЧ с непосредственной связью

На рис. 7 показана схема другого внешне простого УНЧ с непосредственными связями между каскадами. Такого рода связь улучшает частотные характеристики усилителя в области нижних частот, схема в целом упрощается.

Рис. 7. Принципиальная схема трехкаскадного УНЧ с непосредственной связью между каскадами.

В то же время настройка усилителя осложняется тем, что каждое сопротивление усилителя приходится подбирать в индивидуальном порядке. Ориентировочно соотношение резисторов R2 и R3, R3 и R4, R4 и R BF должно быть в пределах (30. 50) к 1. Резистор R1 должен быть 0,1. 2 кОм. Расчет усилителя, приведенного на рис. 7, можно найти в литературе, например, [Р 9/70-60].

Схемы каскадных УНЧ на биполярных транзисторах

На рис. 8 и 9 показаны схемы каскодных УНЧ на биполярных транзисторах. Такие усилители имеют довольно высокий коэффициент усиления Ку. Усилитель на рис. 8 имеет Ку=5 в полосе частот от 30 Гц до 120 кГц [МК 2/86-15]. УНЧ по схеме на рис. 9 при коэффициенте гармоник менее 1% имеет коэффициент усиления 100 [РЛ 3/99-10].

Рис. 8. Каскадный УНЧ на двух транзисторах с коэффициентом усиления = 5.

Рис. 9. Каскадный УНЧ на двух транзисторах с коэффициентом усиления = 100.

Экономичный УНЧ на трех транзисторах

Для портативной радиоэлектронной аппаратуры важным параметром является экономичность УНЧ. Схема такого УНЧ представлена на рис. 10 [РЛ 3/00-14]. Здесь использовано каскадное включение полевого транзистора VT1 и биполярного транзистора VT3, причем транзистор VT2 включен таким образом, что стабилизирует рабочую точку VT1 и VT3.

При увеличении входного напряжения этот транзистор шунтирует переход эмиттер — база VT3 и уменьшает значение тока, протекающего через транзисторы VT1 и VT3.

Рис. 10. Схема простого экономичного усилителя НЧ на трех транзисторах.

Как и в приведенной выше схеме (см. рис. 6), входное сопротивление этого УНЧ можно задавать в пределах от десятков Ом до десятков МОм. В качестве нагрузки использован телефонный капсюль, например, ТК-67 или ТМ-2В. Телефонный капсюль, подключаемый при помощи штекера, может одновременно служить выключателем питания схемы.

Напряжение питания УНЧ составляет от 1,5 до 15 В, хотя работоспособность устройства сохраняется и при снижении питающего напряжения до 0,6 В. В диапазоне напряжения питания 2. 15 В потребляемый усилителем ток описывается выражением:

1(мкА) = 52 + 13*(Uпит)*(Uпит),

где Uпит — напряжение питания в Вольтах (В).

Если отключить транзистор VT2, потребляемый устройством ток увеличивается на порядок.

Двухкаскадные УНЧ с непосредственной связью между каскадами

Примерами УНЧ с непосредственными связями и минимальным подбором режима работы являются схемы, приведенные на рис. 11 — 14. Они имеют высокий коэффициент усиления и хорошую стабильность.

Рис. 11. Простой двухкаскадный УНЧ для микрофона (низкий уровень шумов, высокий КУ).

Рис. 12. Двухкаскадный усилитель низкой частоты на транзисторах КТ315.

Рис. 13. Двухкаскадный усилитель низкой частоты на транзисторах КТ315 — вариант 2.

Микрофонный усилитель (рис. 11) характеризуется низким уровнем собственных шумов и высоким коэффициентом усиления [МК 5/83-XIV]. В качестве микрофона ВМ1 использован микрофон электродинамического типа.

В роли микрофона может выступать и телефонный капсюль. Стабилизация рабочей точки (начального смещения на базе входного транзистора) усилителей на рис. 11 — 13 осуществляется за счет падения напряжения на эмиттерном сопротивлении второго каскада усиления.

Рис. 14. Двухкаскадный УНЧ с полевым транзистором.

Усилитель (рис. 14), имеющий высокое входное сопротивление (порядка 1 МОм), выполнен на полевом транзисторе VT1 (истоковый повторитель) и биполярном — VT2 (с общим).

Каскадный усилитель низкой частоты на полевых транзисторах, также имеющий высокое входное сопротивление, показан на рис. 15.

Рис. 15. схема простого двухкаскадного УНЧ на двух полевых транзисторах.

Схемы УНЧ для работы с низкоОмной нагрузкой

Типовые УНЧ, предназначенные для работы на низкоомную нагрузку и имеющие выходную мощность десятки мВт и выше, изображены на рис. 16, 17.

Рис. 16. Простой УНЧ для работы с включением нагрузки с низким сопротивлением.

Электродинамическая головка ВА1 может быть подключена к выходу усилителя, как показано на рис. 16, либо в диагональ моста (рис. 17). Если источник питания выполнен из двух последовательно соединенных батарей (аккумуляторов), правый по схеме вывод головки ВА1 может быть подключен к их средней точки напрямую, без конденсаторов СЗ, С4.

Рис. 17. Схема усилителя низкой частоты с включением низкоомной нагрузки в диагональ моста.

Если вам нужна то такой усилитель можно собрать даже на одной лампе, смотрите у нас на сайте по электронике в соответствующем разделе.

Литература: Шустов М.А. Практическая схемотехника (Книга 1), 2003 год.

Исправления в публикации: на рис. 16 и 17 вместо диода Д9 установлена цепочка из диодов.

Источник

Схема усилителя звука

Звуковой диапазон обхватывает частоты от 20 Гц до 20 кГц. Человек с нормальным слухом может воспринимать эти колебания. В системах hi-and полоса воспроизводимых частот может быть расширена от 15 Гц до 40 кГц. Эти системы имеют сложные конструкторские решения. Простые схемы выдающие удовлетворительное качество звучания, можно собрать и собственными силами. Схема усилителя звука, который не сложно сделать своими руками не содержит дефицитных деталей и доступна для повторения. Такая схема может обеспечить полосу частот в пределах 50 Гц-15 кГц при коэффициенте нелинейных искажений не более 0,1% и выдать на низкоомную нагрузку выходную мощность 10-15 ватт. Собрать схему усилителя звука можно как на транзисторах, так и на интегральных микросхемах.

Простая схема усилителя звука

Любой низкочастотный каскад, предназначенный для воспроизведения музыки, состоит из предварительного блока, регуляторов тембра или эквалайзера и оконечного каскада. Если устройство предназначено для работы с несколькими источниками звука, следует предусмотреть селектор входов. Так как уровень сигнала с различных устройств отличатеся друг от друга, то в селекторе учитывается возможность выравнивания входных напряжений за счёт усиления или ограничения. Самым чувствительным является микрофонный вход, а самым «грубым» является вход, предназначенный для подключения линейного выхода магнитолы или тюнера. Принципиальная схема предварительного каскада может быть собрана на транзисторах или операционных усилителях.

Простая схема усилителя звука с регулировками звука и регуляторами тембра реализована на одном транзисторе обратной проводимости. В схеме рекомендуется использовать КТ315 или КТ3102 с любым буквенным индексом. Резистором R8, на коллекторе транзистора, устанавливается напряжение 6 вольт, а резистор R1 можно заменить на постоянный. Его величина подбирается в зависимости от уровня входного сигнала.

Своими руками схему аудио усилителя легко собрать на операционном усилителе, который обладает высоким входным сопротивлением, широкой полосой обработки и малым уровнем собственных шумов.

В этой схеме используется микросхема К1401УД2, которая содержит 4 отдельных узла с общим питанием. На этой микросхеме собирается предварительный канал для стереофонического тракта. 2 ОУ работают в правом канале и 2 в левом. В монофоническом варианте можно использовать только два элемента. Устройство состоит из канала предварительного увеличения уровня с коррекцией входного напряжения и активного трёхполосного регулятора тембра, который работает по низким, средним и высоким частотам. Существенным недостатком предварительных каскадов на операционных схемах сводится к тому, что им требуется двухполярный источник питания, что заметно усложняет конструкцию.

Усилитель мощности звука так же может быть выполнен на различной элементной базе. Чаще всего для этой цели используются комплементарные пары транзисторов разной проводимости или специализированные интегральные микросхемы. Простой каскад собран на маломощных кремниевых транзисторах. Вместо пары КТ315-КТ361 можно использовать пару КТ3102-КТ3107.

Перед подачей питания динамик следует отключить, а вместо резистора R1 поставить цепочку из, соединённых последовательно, постоянного резистора на 33 кОм и потенциометра на 270 кОм. Включить питание и вращая движок потенциометра выставить в контрольной точке указанный ток коллектора. Затем замерить полученное сопротивление цепочки и заменить её на, ближайший по номиналу, постоянный резистор. Далее подбором резистора R3 нужно установить в той же точке половину питающего напряжения. Далее подключается динамик и на вход подаётся низкочастотный сигнал с источника звука. Схема не имеет регулятора громкости и тембра, поэтому к нему можно подключить любой предварительный каскад, имеющий эти функции.

Усилитель звука самодельный

Прежде чем начать выбор схемы блока низкой частоты, нужно выяснить для какой цели он будет использоваться. Одной из популярных моделей является схема для наушников, так как многие бытовые системы не дают хорошей громкости вместе с высоким качеством звучания. Схема двухканального усилителя звука может использоваться для персонального компьютера или автомобильной магнитолы. Это делает возможным слушать музыку в салоне, не мешая окружающим.

Основой устройства является низковольтный операционник. Питание, подаваемое на 2 вывод микросхемы, лежит в диапазоне от 3 до 12 вольт. Есть аналогичные схемы, выполненные на дискретных элементах, но микросхема не требует регулировки и настройки, что имеет значение в транзисторных схемах. Правильно собранный усилитель сразу начинает работать. Усилитель звука для колонок демонстрирует более сложную схему, где отдается характерное внимание качеству звука.

Простая схема усилителя звука изготовленного своими руками

При создании самодельного устройства, радиолюбителю приходится решать много различных задач. Одна из них связана с выходной мощностью, которая ограничивается напряжением питания. Прежде всего, это касается систем для автомобиля, так как они получают питание от бортовой сети. Образцовым вариантом будет приминение отдельных микросхем. Схема полного усилителя звука — это предварительный каскад с эффективными регуляторами тембра и оконечный блок. Предложенная конструкция содержит следующие характеристики:

  • Выходная мощность – 20 W X 2
  • Полоса частот – 40 – 18 000 Гц
  • Коэффициент искажений – 1,0%
  • Напряжение питания – 8-18 В

Усилитель звука для колонок схема печатной платы Мощный усилитель на микросхеме собранный своими руками можно использовать в домашних условиях или установить в автомобиле.

Усилитель звука для колонок схема печатной платы

Печатная плата для данной схемы выполнена из фольгированного текстолита методом травления. Рисунок печатных дорожек можно нанести асфальтобитумным лаком или другим составом. Травить плату проще всего в растворе хлорного железа. Для того чтобы усилитель звука на микросхеме, сделанный своими руками работал устойчиво, элемент TDA1552Q установаем на радиатор. Для получения хорошего звучания и минимальных искажений конденсаторы С11, 12, 13 и 14 должны быть плёночными. Резисторами R7 и R8 устанавливается максимальный неискажённый сигнал на акустических системах.

Схема аудио усилителя

Интегральные микросхемы постепенно вытесняют транзисторы из схем усилителей низкой частоты. Распространение получили приборы TDA2005-2052. Они выдают достаточную выходную мощность для озвучивания салона автомобиля или жилой комнаты. Простой аудио стерео усилитель звука своими руками можно собрать на одной микросхеме TDA2005.

Конденсаторы С8 и С12 лучше ставить плёночные. Если напряжение питания не превышает 12 В, то все электролитические конденсаторы должны быть на 16 В. При большем напряжении питания рабочее напряжение ёмкостей должно быть увеличено. Собранный своими руками усилитель используется для колонок с сопротивлением от 2 до 4 Ом.

Схема усилителя звукового

В них входят такие решения, когда интегральная микросхема выполнена в оконечном каскаде, а предварительный тракт собирается на транзисторах. Чтобы собрать оконечный аудио усилитель своими руками на микросхеме потребуется небольшое количество деталей. В корпус микросхемы встроены схемы защиты от короткого замыкания, от перегрузки и превышения температуры, поэтому в системе используются только переходные конденсаторы и фильтр питания. Сделать усилитель звука своими руками не сложно на микросхеме 174 серии.

Устройство включает в себя интегральную микросхему и 8 конденсаторов, поэтому печатную плату легко нарисовать самостоятельно.

Самая простая схема усилителя звука

Простейшее устройство состоит из интегральной микросхемы и двух конденсаторов. Один из них разделительный, а второй работает как фильтр по питанию. Устройство не нуждается в наладке и при правильной сборке начинает работать сразу после включения. Схема включения усилителя звука допускает питание от автомобильного аккумулятора.

Схема оконечника выполнена на микросхеме TDA7294. Номинальная мощность, отдаваемая на нагрузку 4 Ом, составляет 70 ватт, а максимальная – 100 ватт. Микросхема применяется для широкополосных акустических систем или сабвуфера. Для получения такой мощности потребуется двухполярный источник питания с напряжением 35 вольт.

Простой усилитель звука своими руками

Собрать своими руками аудио усилитель звука без микросхем можно собрать на любых транзисторах, включая как биполярные, так и полевые. Приминение полевых транзисторов в выходном каскаде предоставило создать устройство, приближающееся по характеристикам к ламповым конструкциям.

Схема владеет следующими характеристиками:

  • АЧХ линейна в диапазоне 20 Гц-100 кГц
  • Коэффициент искажений на 1 кГц не превышает 0,003%
  • Выходная мощность 10 ватт на нагрузке 8 Ом

Для раскачки выходного каскада потребуется напряжение 0,7 вольт, которые должен обеспечить предварительный каскад. Операционный усилитель NE5534 можно заменить отечественным ОУ КР140УД608. Стабилитроны должны быть рассчитаны на напряжение стабилизации 18 вольт. 1N4705 можно заменить двумя последовательно включенными полупроводниками на 9 вольт каждый.

Источник

Digitrode

цифровая электроника вычислительная техника встраиваемые системы

  • Вычислительная техника
    • Микроконтроллеры микропроцессоры
    • ПЛИС
    • Мини-ПК
  • Силовая электроника
  • Датчики
  • Интерфейсы
  • Теория
    • Программирование
    • ТАУ и ЦОС
  • Перспективные технологии
    • 3D печать
    • Робототехника
    • Искусственный интеллект
    • Криптовалюты

Чтение RSS

Что такое усилитель тока, токовый буфер и токовый повторитель

Усилитель тока

Усилитель тока – это электронная схема, которая увеличивает величину тока входного сигнала на фиксированное значение и подает его в последующую схему или устройство. Этот процесс называется токовым усилением входного сигнала.

Вход может быть постоянным или изменяющимся во времени сигналом. В идеале, во время этого процесса усиления тока усилитель тока будет сохранять неизменной составляющую напряжения входного сигнала. Ниже приведена блок-схема типичного усилителя тока.

Сигналы на входных и выходных клеммах обозначают величину тока относительно времени. Обратите внимание, что весь сигнал растягивается (увеличивается) на выходе с фиксированным коэффициентом.

Коэффициент усиления усилителя тока

В электронике «усиление» или «коэффициент усиления» – это технический термин, используемый для оценки усилительной способности усилителя. А поскольку усилитель тока преобразует только токовую составляющую входного сигнала, его коэффициент усиления зависит от того, насколько он увеличивает ток выходного сигнала по отношению к входному сигналу.

Математически коэффициент усиления усилителя тока представляет собой отношение величины тока, протекающего через его выходные клеммы, к величине тока входного сигнала. Он обозначается символом Ai и, поскольку это соотношение, он не имеет единиц: Ai=Iвых/Iвх.

Например, если поток тока от входного сигнала составляет 1 мА, а ток, протекающий через выходные клеммы, составляет 100 мА, тогда усиление данного усилителя тока будет равно 100 (100 мА / 1 мА). Это означает, что величина тока входного сигнала на выходе возрастает в 100 раз.

Усиление также может иметь отрицательное значение. Это указывает на то, что выходной сигнал является обращенной и масштабированной копией входного сигнала.

Характеристики идеального усилителя тока

Для разработки усилителя тока необходимо проработать набор правил / характеристик, которые определяют его теоретическое поведение. Ниже приведены эти идеальные характеристики:

  • Усиление тока усилителя (Ai) должно оставаться постоянным для всего диапазона входного сигнала
  • Усиление тока усилителей не должно зависеть от условий окружающей среды, таких как температура и влажность
  • Входной импеданс (эффективное сопротивление между входными клеммами) усилителя тока должен быть равен нулю
  • Выходной импеданс (эффективное сопротивление между выходными клеммами) усилителя тока должно быть бесконечным

В реальных случаях невозможно достичь указанного выше рекомендуемого сопротивления усилителей тока. Но они используются в качестве эталонных параметров для проектирования схем усилителей тока, близких к идеальным. Диаграмма ниже иллюстрирует модель усилителя идеального тока вместе с реальным.

Обратите внимание на сопротивления на входе и выходе усилителя тока в реальном случае. Последовательное сопротивление на входе указывает эффективное сопротивление, создаваемое схемой усиления. Сопротивление, параллельное выходу, обозначает некоторую часть выходного сигнала, потерянную либо механизмами обратной связи, либо из-за внутренних потерь.

Схема усилителя тока

Ниже приведена принципиальная схема простой двухкаскадной цепи усилителя тока, в которой в качестве усилительного элемента используются транзисторы npn и pnp.

Фотодиод поглощает энергию света и высвобождает электроны, тем самым действуя в качестве источника входного тока. Этот ток от фотодиода сначала усиливается транзистором Q1 и дополнительно усиливается транзистором Q2.

Резисторы у баз обоих транзисторов используются для регулировки усиления. Количество раз усиления сигнала совпадает с количеством каскадов в усилителе. Здесь ток усиливается в два раза, так что это двухкаскадный усилитель тока.

Переходя к расчетной части, скажем, id – это ток, протекающий от фотодиода, а Ai1, Ai2 – коэффициенты усиления транзисторов Q1 и Q2 соответственно. Ток на выходе первого транзистора будет равен Ai1*id, и это будет вход для второго транзистора. Второй транзистор Q2 будет дополнительно усиливать этот сигнал с коэффициентом Ai2. Таким образом, конечный выходной ток будет равен Ai2*Ai1*id, что сделает усиление всего этого двухступенчатого усилителя тока равным Ai2*Ai1.

Применение усилителей тока

Ниже приведены некоторые практические применения усилителей тока:

  • В системах усиления звука усилители тока используются для получения более качественного звучания низких частот за счет увеличения интенсивности, с которой приводятся в действие динамики
  • Усилители тока с переменным усилением используются во многих промышленных производственных системах, таких как машины лазерной и водоструйной резки, для контроля интенсивности, с которой осуществляется изготовление
  • В сенсорных системах усилители тока используются для усиления слабых входных сигналов для использования в последующих цепях

Токовый буфер

Токовый буфер – это электронная схема, которая используется для передачи электрического тока от входного источника, имеющего очень малый импеданс (эффективное сопротивление), к выходным нагрузкам с высоким импедансом. Он предназначен для предотвращения воздействия на источники сигнала из-за различий в величине тока, потребляемого выходными нагрузками.

В большинстве сценариев он действует как мост между слабыми входными сигналами (например, сигналами от датчиков) и выходными нагрузками, которые могут потреблять большие токи. Ниже приведена схема идеального токового буфера.

Он в первую очередь предназначен для устранения влияния выходной нагрузки на источник входного сигнала. Таким образом, вы можете думать о буфере тока как о цепи, которая изолирует входные и выходные цепи, в то же время позволяя проводить требуемый поток тока к выходной нагрузке для поддержания постоянного напряжения на нем. Ниже приведена принципиальная схема простого токового буфера на основе полевого транзистора.

Такое расположение обеспечивает меньшее сопротивление входного сигнала и высокое сопротивление на выходной клемме, что делает его почти идеальным буфером тока.

Применение токового буфера

Токовый повторитель

Токовая буферная схема с усилением 1 (т.е. входные и выходные токи одинаковы) называется токовым повторителем. Это означает, что схема повторителя тока не обеспечивает какого-либо усиления тока для входного сигнала.

Вы можете быть удивлены, почему схема токового повторителя используется в реальности, поскольку входной и выходной токи от токового повторителя одинаковы. Причина в том, что повторитель тока не используется для увеличения выходного тока.

Но он используется для изоляции входных и выходных линий, обеспечивая при этом одинаковое количество тока, поступающего на вход и выход. Это причина, по которой схемы токовых повторителей также называются изоляционными буферами.

Источник

Радиоприемники

В серии К174 имеется микросхема К174ХА10, содержащая все узлы стандартного супергетеродинного радиоприемника: преобразователь частоты, УПЧ и УЗЧ с выходной мощностью до 0,5 Вт. Микросхема К174ХА10 работоспособна при напряжении питания от 3 до 9 В и потребляет (при малой громкости) 8 -10 мА. Используя часть ее узлов, можно собрать и простой приемник прямого усиления . Преобразователь частоты в этой схеме не используется, УПЧ служит как УРЧ, а детектор и УЗЧ работают по прямому назначению.

Схема радиоприемника на К174ХА10 представлена на рис. 1.

Входной контур с магнитной антенной могут быть выполнены так же, как и в предыдущей конструкции. Для повышения чувствительности использован истоковый повторитель на транзисторе VT1, если же очень высокая чувствительность не нужна, его допустимо исключить, подсоединив катушку связи между общим проводом и левым (по схеме) выводом конденсатора С2.

УПЧ в этой МС выполнен на дифференциальных каскадах и подсоединен к симметричному входу детектора, поэтому оказался необходим симметрирующий широкополосный трансформатор Т1. Он наматывается на кольце диаметром 7-10 мм из феррита с магнитной проницаемостью 1000-1500 и содержит 100-200 витков любого тонкого провода. Наматывать трансформатор целесообразно двумя сложенными вместе проводами; затем начало одного провода соединяется с концом другого, образуя средний вывод. При нежелании заниматься этой работой, достаточно несколько изменить схему: вывод 14 МС соединить с проводом питания непосредственно, а вывод 15 — через подстроечный резистор сопротивлением 100 кОм. Он регулируется по минимальным искажениям при детектировании, которые получаются несколько выше, а коэффициент передачи примерно вдвое ниже, чем с трансформатором.

Продетектированный сигнал ЗЧ подается через фильтрующую цепочку С8 — R3 — С9 на регулятор громкости R4 и далее, на вход УЗЧ. Динамическая головка может иметь сопротивление от 6 до 50 Ом, но оптимальным следует считать 8 Ом.

Магнитная антенна приёмника — плоский стержень из феррита 400НН 4х16х60 мм. Катушка индуктивности L1 содержит 250 витков провода ПЭВ-2 0,1÷0,15 мм, а L2 — 83 витка провода ПЭВ 0,21мм.

Налаживание радиоприёмника производят подбором номинала резистора R2 добиваются максимальной чувствительности устройства. При самовозбуждении между выводами 9 и 11 микросхемы следует включить конденсатор ёмкостью 4700÷10000 пф. Окончательную настройку выполняют подгонкой диапазона принимаемых частот.

Нечаев И.А.

Радиоприёмник на многофункциональной микросхеме

Радио.- 1994 №7 — с18.

Многовходовой МОП-транзистор с массовым возбуждением для низковольтных низкочастотных приложений

  • С. Чаттерджи, Ю. Цивидис, П. Кингет, Методы аналоговых цепей 0,5 В и их применение в OTA и разработке фильтров. IEEE J. Твердотельные схемы 40 , 2373–2387 (2005)

    Статья Google ученый

  • М. Германди, Р. Карду, Э. Ф. Скарселли, Р. Герьери, ИС с активным электродом для ЭЭГ и электроимпедансной томографии с непрерывным мониторингом контактного импеданса.IEEE транс. Биомед. Цепи Сист. 9 , 21–33 (2015)

    Статья Google ученый

  • М. Гупта, Р. Панди, Низковольтные аналоговые строительные блоки на основе FGMOS. Микроэлектрон. J. 42 , 903–912 (2011)

    Статья Google ученый

  • М. Гупта, Р. Пандей, Резистор, управляемый напряжением, на основе FGMOS и его применение. Микроэлектрон. J. 41 , 25–32 (2010)

    Статья Google ученый

  • Ф.Хатеб, Экспериментальные результаты МОП-транзистора с квазиплавающим затвором. АЭУ Электрон. коммун. J. 69 , 462–466 (2015)

    Статья Google ученый

  • Ф. Хатеб, Методы с плавающим затвором и квазиплавающим затвором с массивным управлением для проектирования низковольтных маломощных аналоговых схем. АЭУ Электрон. коммун. J. 68 , 64–72 (2014)

    Статья Google ученый

  • Ф.Хатеб, С.А.Б. Даббус, С. Влассис, Обзор нетрадиционных методов проектирования низковольтных и маломощных аналоговых схем. Радиотехника 22 , 415–427 (2013)

    Google ученый

  • Ф. Хатеб, В. Джайкла, М. Кумнгерн, П. Промми, Сравнительное исследование субвольтовых дифференциальных токовых конвейеров. Микроэлектрон. J. 44 , 1278–1284 (2013)

    Статья Google ученый

  • Ф.Хатеб, Н. Хатиб, Дж. Котон, Новый низковольтный сверхмаломощный DVCC на основе свернутого каскода OTA с плавающим затвором. Микроэлектрон. J. 42 , 1010–1017 (2011)

    Статья Google ученый

  • Ф. Хатеб, Д. Кубанек, Г. Циримоку, К. Психалинос, Фильтры дробного порядка на основе низковольтных DDCC. Микроэлектрон. J. 50 , 50–59 (2016)

    Статья Google ученый

  • Ф.Хатеб, Т. Кулей, Проектирование и реализация дифференциального дифференциального усилителя 0,3 В. IEEE транс. Цепи Сист. I-Regular Papers (2018). https://doi.org/10.1109/tcsi.2018.2866179

    Google ученый

  • Ф. Хатеб, Т. Кулей, М. Акбари, П. Штеффан, наномощный интегратор OTA-C с объемным питанием 0,3 В в КМОП 0,18 мкм. Цепи Сист. Сигнальный процесс. 1 , 2 (2018). https://doi.org/10.1007/s00034-018-0901-x

    Google ученый

  • Ф.Хатеб, М. Кумнгерн, Т. Кулей, 1-V инвертирующая и неинвертирующая схема «проигравший получает все» и ее приложения. Цепи Сист. Сигнальный процесс. 35 , 1507–1529 (2016)

    Статья Google ученый

  • Ф. Хатеб, М. Кумнгерн, Т. Кулей, В. Кледровец, Низковольтный полностью дифференциальный усилитель на дифференциальной крутизне. ИЭТ Схемы Устройства Сист. 12 , 73–81 (2018)

    Статья Google ученый

  • Ф.Хатеб, М. Кумнгерн, С. Влассис, К. Психалинос, Дифференциальный разностный конвейер с использованием технологии объемного привода для сверхнизковольтных приложений. Цепи Сист. Сигнальный процесс. 33 , 159–176 (2014)

    Статья Google ученый

  • Ф. Хатеб, М. Кумнгерн, С. Влассис, К. Психалинос, Т. Кулей, Субвольтовый полностью сбалансированный дифференциальный дифференциальный усилитель. Цепи Сист. вычисл. J. 24 , 1550005–1/18 (2015)

    Статья Google ученый

  • Ф.Хатеб, А. Лахири, К. Психалинос, М. Кумнгерн, Т. Кулей, Цифровой программируемый низковольтный высоколинейный преобразователь на основе многообещающей КМОП-структуры дифференциального разностного конвейера. АЭУ – междунар. Дж. Электрон. коммун. 69 , 1010–1017 (2015)

    Статья Google ученый

  • Ф. Хатеб, С. Влассис, Низковольтный выпрямитель с объемным приводом для биомедицинских приложений. Микроэлектрон. J. 44 , 642–648 (2013)

    Статья Google ученый

  • Ф.Хатеб, С. Влассис, М. Кумнгерн, К. Психалинос, Т. Кулей, Р. Врба, Л. Фуйчик, 1-вольтовый выпрямитель на основе дифференциальных дифференциальных усилителей с квазиплавающим затвором. Цепи Сист. Сигнальный процесс. 34 , 2077–2089 (2015)

    Статья Google ученый

  • Д. Кубанек, Ф. Хатеб, Г. Циримоку, К. Психалинос, Практическая разработка и оценка генератора дробного порядка с использованием конвейеров тока дифференциального напряжения.Цепи Сист. Сигнальный процесс. 35 , 2003–2016 (2016)

    MathSciNet Статья Google ученый

  • T. Kulej, 0,4-вольтовый операционный усилитель с мощным входным каскадом. Цепи Сист. Сигнальный процесс. 34 , 1167–1185 (2015)

    MathSciNet Статья Google ученый

  • Т. Кулей, Ф. Хатеб, ОТА с адаптивным смещением в 0.КМОП 18 мкм. Электрон. лат. 51 , 458–460 (2015)

    Статья Google ученый

  • Т. Кулей, Ф. Хатеб, Дифференциально-разностный усилитель 0,4 В с массовым возбуждением. Микроэлектрон. J. 46 , 362–369 (2015)

    Статья Google ученый

  • Т. Кулей, Ф. Хатеб, Разработка и внедрение OTA менее 0,5 В в КМОП 0,18 мкм. Междунар. J. Приложение теории цепей. 46 , 1129–1143 (2018)

    Артикул Google ученый

  • М. Кумнгерн, Ф. Хатеб, Полностью дифференциальный дифференциальный усилитель крутизны с использованием транзисторов FG-MOS, в Международном симпозиуме по интеллектуальным системам обработки сигналов и связи (ISPACS) (2015), стр. 337–341

  • М. Кумнгерн, Ф. Хатеб, К. Деджхан, П. Пхасуккит, С. Тунгджиткусолмун, Многофункциональные биквадратичные фильтры с режимом напряжения, использующие новые конвейеры дифференциального тока сверхмалой мощности.Радиотехника 22 , 448–457 (2013)

    Google ученый

  • А.Дж. Лопес-Мартин, Х.Р. Ангуло, Р.Г. Карвахаль, Л. Акоста, КМОП-операционный усилитель с токовой обратной связью класса AB с сильноточным приводом Micropower. Междунар. J. Приложение теории цепей. 39 , 893–903 (2010)

    Статья Google ученый

  • А. Лопес-Мартин, Х.Р. Ангуло, Р.Г. Карвахаль, Дж.Algueta, Токовое зеркало компактного класса AB CMOS. Электрон. лат. 44 , 1335–1336 (2008)

    Статья Google ученый

  • А.Дж. Лопес-Мартин, Л. Акоста, К.Г. Альберди, Р.Г. Карвахал, Дж. Р. Ангуло, Энергоэффективная аналоговая конструкция, основанная на суперисходном повторителе класса AB. Междунар. J. Приложение теории цепей. 40 , 1143–1163 (2012)

    Статья Google ученый

  • А.Дж. Лопес Мартин, А. Карлосена, Дж. Рамирес-Ангуло, Транслинейные петли МОП с очень низким напряжением, основанные на повторителях с перевернутым напряжением. Аналоговый интегр. Схемы Сигнальный Процесс. 40 , 71–74 (2004)

    Статья Google ученый

  • М. Мадхушанкара, П. Кумар Шетти, Токовое зеркало Уилсона с плавающими затворами для маломощных приложений. коммун. вычисл. Инф. науч. 197 , 500–507 (2011)

    Google ученый

  • стр.Монсурро, С. Пенниси, Г. Скотти, А. Трифилетти, Использование корпуса МОП-устройств для высокопроизводительного аналогового проектирования. IEEE Circuits Syst. Маг. 11 , 8–23 (2011)

    Статья Google ученый

  • Г.Т. Онг, П.К. Чан, Дифференциальный усилитель с микромощным затвором и топологией со сложенным телескопическим каскодом для сенсорных приложений, в Proceedings of the Midwest Symposium on Circuits and Systems (MWSCAS) (2010), стр.193–196

  • Г. Райкос, С. Влассис, Операционный усилитель 0,8 В с массовым возбуждением. Аналоговый интегр. Схемы Сигнальный Процесс. 63 , 425–432 (2010)

    Статья Google ученый

  • Г. Райкос, С. Влассис, К. Психалинос, 0,5 В аналоговые строительные блоки с массовым питанием. AEÜ Int. Дж. Электрон. коммун. J. 66 , 920–927 (2012)

    Статья Google ученый

  • Н.Радж, А.К. Сингх, А.К. Gupta, Низковольтное каскодное токовое зеркало с автоматическим смещением и увеличенной пропускной способностью. Электрон. лат. 50 , 23–25 (2014)

    Статья Google ученый

  • E. Sackinger, W. Guggenbuhl, Универсальный строительный блок: дифференциальный дифференциальный усилитель CMOS. IEEE J. Твердотельные схемы SC-22 , 287–294 (1987)

    Статья Google ученый

  • С.Влассис, Ф. Хатеб, Схема автоматической настройки подпорогового МОП-резистора с регулируемым объемом. Электрон. лат. 50 , 432–434 (2014)

    Статья Google ученый

  • Транзисторы гибкие низковольтные высокочастотные органические тонкопленочные

    Гибкие органические транзисторы с малым контактным сопротивлением и высокочастотными характеристиками. (A) Фотография органических TFT и схем, изготовленных при максимальной температуре процесса 100 ° C на гибкой прозрачной подложке PEN.(B) Схематическое поперечное сечение TFT и химическая структура органических материалов, используемых при их изготовлении: n-тетрадецилфосфоновая кислота (TDPA), используемая для самособирающегося монослоя (SAM) в гибридном диэлектрике затвора оксид алюминия / SAM, используется PFBT. для обработки золотых контактов истока и стока для снижения контактного сопротивления и низкомолекулярных органических полупроводников ДФ-ДНТТ и С10-ДНТТ. (C) Фотография TFT с длиной канала 8 мкм, общим перекрытием затвор-контакт 4 мкм и шириной канала 200 мкм.(D) Литературный обзор нормированного по ширине контактного сопротивления (RCW) в органических TFT. Пунктирные линии при 102 и 105 Ом·см показывают типичный диапазон контактных сопротивлений для органических TFT. (E) Литературный обзор задержки распространения сигнала на ступень (τ) кольцевых генераторов на основе органических TFT в зависимости от напряжения питания. (F) Литературный обзор самых высоких нормированных по напряжению транзитных частот (fT/V) органических TFT, изготовленных на жестких и гибких подложках. Сплошные горизонтальные линии показывают нормированные по напряжению транзитные частоты LTPS TFT, используемых в дисплеях смартфонов, и современных низкотемпературных TFT IGZO; пунктирная линия указывает приблизительное минимальное требование для мобильных дисплеев (3 МГц V-1).Фото: Джеймс В. Борхерт, Институт исследований твердого тела им. Макса Планка. Кредит: Научные достижения , doi: 10.1126/sciadv.aaz5156.

    Электронные приложения на нетрадиционных подложках, требующие низкотемпературных методов обработки, в основном стимулировали разработку органических тонкопленочных транзисторов (TFT) в последние несколько десятилетий. Такие приложения в первую очередь требуют высокочастотного переключения (скорость, с которой электронный переключатель выполняет свою функцию) или усиления при низких рабочих напряжениях.Однако большинство технологий органических TFT демонстрируют ограниченные динамические характеристики, если только исследователи не применяют высокие рабочие напряжения для преодоления их высокого контактного сопротивления и больших паразитных емкостей, то есть емкости, которая существует между частями электронных компонентов или схем из-за их близости друг к другу. В этой работе Джеймс В. Борхерт и группа междисциплинарных исследователей в области нанонауки, химии, квантовой науки и исследований твердого тела в Германии и Италии представили низковольтные органические ТПТ.Устройства зафиксировали статические и динамические характеристики, включая контактное сопротивление всего 10 Ом·см, отношение токов включения/выключения до 10 10 и транзитные частоты до 21 МГц. Перевернутая копланарная структура TFT, разработанная в этой работе, может быть легко адаптирована к стандартным отраслевым методам литографии.

    Гибкая электроника в настоящее время представляет собой отрасль с оборотом 20 миллиардов долларов в год, обусловленную последними тенденциями в области дисплеев смартфонов с активной матрицей на органических светодиодах (AMOLED) на полиимидных подложках.Среди многих проблем, связанных с переходом, ученые должны сократить процесс технологии тонкопленочных транзисторов (TFT) с помощью низкотемпературного поликристаллического кремния (LTPS), чтобы сделать его совместимым с полиимидными подложками, сохранив при этом характеристики TFT. В этой работе Borchert et al. продемонстрировали возможности ранее описанного метода разработки низковольтных органических TFT с низким контактным сопротивлением для улучшения статических и динамических характеристик.

    Они изготовили TFT и схемы на гибких листах полиэтиленнафталата (PEN) с силиконовыми трафаретными метками высокого разрешения для нанесения рисунка на все слои устройства.Команда объединила низкое контактное сопротивление с небольшой длиной канала и малым перекрытием между затвором и контактом, чтобы получить рекордные статические и динамические характеристики. Они измерили динамические характеристики отдельных TFT, работающих в режиме насыщения, используя анализ двухпортовой сети (электрическая сеть с двумя терминалами, подключенными к внешним цепям). Борхерт и др. затем измерили зависимость частоты прохождения от длины канала и определили нормированное по ширине контактное сопротивление, равное 10 ± 2 Ом·см.Экспериментальные характеристики представляли собой важную проверку концепции разработки маломощных гибких схем на основе органических TFT для использования в гибких дисплеях AMOLED.

    Процесс изготовления устройства и характеристика материалов. (A) Схематический технологический процесс изготовления органических TFT с нижним затвором (перевернутого копланарного). Все металлические и полупроводниковые слои наносятся методом термического испарения или сублимации в вакууме и формируются с использованием кремниевых трафаретных масок с высоким разрешением.(B) Инфракрасная отражательная абсорбционная спектроскопия (IRRAS) анализ объемного пентафторбензолтиола (PFBT, черный) и хемосорбированного монослоя PFBT на поверхности золота (красный). (C) АСМ-сканирование высоты тонкой пленки органического полупроводника DPh-DNTT, нанесенного на гибридный диэлектрик затвора AlOx/SAM на гибкой подложке PEN. Авторы и права: Science Advances, doi: 10.1126/sciadv.aaz5156

    Группа разработала низкомолекулярные органические полупроводники в качестве активного слоя TFT на гибких полимерных подложках с длиной канала 8 мкм, перекрытием затвор-контакт 4 мкм и шириной канала 200 мкм.Они определили передаточные и выходные характеристики TFT на основе различных полупроводников, из которых состоит устройство. Экспериментальные результаты были аналогичны предыдущим исследованиям и подтвердили хорошую воспроизводимость процесса изготовления. В ходе экспериментов ученые использовали два типа полупроводниковых материалов, сокращенно DPh-DNTT и C 10 -DNTT, для формирования термостабильных тонкопленочных транзисторов (TFT). Затем они наблюдали статические и динамические характеристики схемы, используя инвертор, состоящий из TFT на основе DPh-DNTT, и 11-каскадный кольцевой генератор на основе TFT на основе C 10 -DNTT.Размеры обеих цепей были одинаковыми, а конструкция со смещенной нагрузкой сохранялась одинаковой.

    Статические и динамические характеристики инвертора. (A) Статические передаточные характеристики инвертора на основе двух ТПТ DPh-DNTT в схеме со смещенной нагрузкой, изготовленной на гибкой PEN-подложке, для напряжения питания (VDD) 2 В и напряжения смещения (Vbias) -1 В. TFT имеют длину канала (L) 1 мкм и общее перекрытие затвор-контакт 4 мкм. На вставках показана принципиальная схема и фотография инвертора.Фото: Джеймс В. Борхерт, Институт исследований твердого тела им. Макса Планка. (B) Статические передаточные характеристики того же инвертора для напряжений смещения в диапазоне от -1 до 0 В. Открытые кружки указывают на напряжение отключения. (C) Динамические характеристики инвертора в ответ на входной сигнал прямоугольной формы с частотой 2 МГц, коэффициентом заполнения 50% и амплитудой 2,5 В. Характерные постоянные времени нарастания и спада задержек переключения (τrise , τfall) определялись путем подгонки простых экспоненциальных функций к измеренной форме выходного сигнала.(D) Постоянные времени нарастания и спада, измеренные для напряжений питания (VDD) 1,5, 2,0 и 2,5 В. Амплитуда прямоугольного входного сигнала была идентична напряжению питания, а Vbias = -VDD для каждого измерения. Авторы и права: Science Advances, doi: 10.1126/sciadv.aaz5156

    Чтобы понять динамические характеристики инвертора, Borchert et al. прикладывали входной сигнал прямоугольной формы с частотой 2 МГц и амплитудой 1,5, 2,0 или 2,5 В. Они обнаружили наименьшие постоянные времени (19 и 56 нс — нс) при напряжении питания 2.5 В, а затем суммировал результаты 11-каскадного кольцевого генератора. Команда сфотографировала схему кольцевого генератора с 11 каскадами с помощью сканирующей электронной микроскопии и измерила его выходной сигнал. Задержка распространения сигнала в установке была наименьшей на сегодняшний день (143 нс при напряжении питания 1,6 В и 79 нс при напряжении питания 4,4 В) при напряжении питания менее 50 В.

    Характеристики динамической схемы. (A) Принципиальная схема и фотография 11-каскадного кольцевого генератора на основе инверторов со смещенной нагрузкой, изготовленных на подложке PEN.Фото: Джеймс В. Борхерт, Институт исследований твердого тела им. Макса Планка. (B) СЭМ-микрофотография области канала отдельного C10-DNTT TFT в кольцевом генераторе. Все TFT в схеме имеют длину канала (L) 1 мкм и общее перекрытие затвор-контакт (Lov, total) 4 мкм. (C) Измеренный выходной сигнал кольцевого генератора, работающего с напряжением питания (VDD) 4,4 В. Задержка распространения сигнала на этап (τ) 79 нс определяется путем подгонки синусоиды к выходному сигналу. (D) Задержка этапа и эквивалентная частота (feq = 1/2τ) в зависимости от напряжения питания.Авторы и права: Science Advances, doi: 10.1126/sciadv.aaz5156

    Группа получила более подробную информацию о динамических свойствах отдельных TFT с помощью двухпортового сетевого анализа. Используя измерения параметра рассеяния (S-параметра), команда изучила высокочастотные характеристики органических TFT. На основе этого метода они выполнили подробные динамические характеристики тонкопленочных транзисторов и наблюдали, что нормированная по площади емкость затвор-сток остается постоянной с частотой во всех измерениях.Ученые определили транзитные частоты и отметили их зависимость от длины канала, чтобы таким образом извлечь контактное сопротивление и внутреннюю подвижность канала.

    Двухпортовый сетевой анализ гибких органических транзисторов. (A) Фотография органического TFT, предназначенного для анализа двухпортовой сети, изготовленного на подложке PEN. Все рассматриваемые здесь TFT имеют полное перекрытие затвор-контакт (Lov, total) 10 мкм и ширину канала (W) 100 мкм. Кредит фотографии: Джеймс У.Борхерт, Институт Макса Планка по исследованию твердого тела. (B) Принципиальная схема двухпортовой сети с TFT в качестве тестируемого устройства. (C) Компонент стока общей емкости затвора (CGD), нормированный по площади перекрытия затвор-сток (WLov,GD) и представленный как функция частоты измерения (f) для всех TFT в двухпортовом сетевой анализ. Емкость затвор-сток CGD была рассчитана по измеренным параметрам полной проводимости (|Y21| = 2πfCGD). (D) Величина коэффициента усиления по току слабого сигнала (|h31|) TFT с длиной канала (L) в диапазоне от 0.от 7 до 10,5 мкм и с номинально идентичными перекрытиями затвор-исток и затвор-сток (Lov,GS = Lov,GD), нанесенными на график в зависимости от частоты измерения. Транзитные частоты (fT) определяются как частота, при которой |h31| = 0 дБ (красная линия). (E) Транзитная частота (fT) в зависимости от длины канала (L). Красная линия соответствует уравнению. 1, полученный в ходе исследования на основе данных измерений (синие кружки), что дает нормализованное по ширине контактное сопротивление (RCW) (10 ± 2) Ом·см и собственную подвижность канала (μ0) в (6 ± 1) см2·В– 1 с−1.(F) СЭМ-микрофотография области канала асимметричного DPh-DNTT TFT с длиной канала (L) 0,6 мкм, перекрытием затвор-исток (Lov,GS) 1,7 мкм и затвор-сток перекрытие (Lov,GD) 8,3 мкм. (G) Измеренное усиление тока слабого сигнала (|h31|) того же TFT, построенное как функция частоты измерения, что указывает на транзитную частоту (fT) 21 МГц. (H) Измеренные передаточные характеристики и крутизна (gm), построенные как функция напряжения затвор-исток того же TFT. Авторы и права: Science Advances, doi: 10.1126/sciadv.aaz5156

    Паразитные краевые емкостные эффекты в полевых транзисторах также могут возникать, когда полупроводниковый слой выходит за края устройства. Поэтому команда уменьшила перекрытие затвор-исток, сохранив при этом общее перекрытие затвор-контакт и постоянную длину канала, чтобы получить меньшую общую емкость затвора и более высокую частоту передачи. Оптимизировав размеры TFT, ученые получили частоту передачи 21 МГц как самое высокое значение, о котором сообщалось на сегодняшний день для органического транзистора, изготовленного на гибкой подложке.Результаты продемонстрировали возможность создания органических TFT на гибких подложках со статическими и динамическими характеристиками для высокочастотных мобильных электронных приложений. Результаты работы приблизились к результатам стандартных отраслевых низкотемпературных поликристаллических кремниевых TFT, при этом использовалась архитектура TFT, которая соответствовала существующим отраслевым стандартным процессам изготовления.


    Новые металлооксидно-органические транзисторы с высокой стабильностью работы
    Дополнительная информация: Джеймс В.Борхерт и др. Гибкие низковольтные высокочастотные органические тонкопленочные транзисторы, Science Advances (2020). DOI: 10.1126/sciadv.aaz5156

    Крис Майни. Разработка гибких интегральных схем на основе тонкопленочных транзисторов, Nature Electronics (2017). DOI: 10.1038/s41928-017-0008-6

    Xinge Yu et al. Оксиды металлов для оптоэлектронных применений, Nature Materials (2016). DOI: 10.1038/nmat4599

    © 2020 Наука Х Сеть

    Цитата : Гибкие низковольтные высокочастотные органические тонкопленочные транзисторы (2020, 29 мая) получено 17 апреля 2022 г. с https://techxplore.com.com/news/2020-05-flexible-low-voltage-high-frequency-thin-film-transistors.html

    Этот документ защищен авторским правом. Помимо любой добросовестной сделки с целью частного изучения или исследования, никакие часть может быть воспроизведена без письменного разрешения. Контент предоставляется только в ознакомительных целях.

    границ | Снижение частоты среза нижних частот в нейронных усилителях: анализ и реализация в КМОП 65 нм

    1.Введение

    Получение нейронных сигналов играет решающую роль в понимании функций различных частей мозга, а также в изучении и лечении его различных нарушений (Stevenson and Kording, 2011). Кроме того, эти данные используются при разработке нейропротезов (Sun et al., 2008) и нейромашинных интерфейсов (BMI) (Fifer et al., 2012). Вот почему потребность в новых методах, позволяющих отслеживать активность мозга по беспроводной связи с помощью имплантируемых устройств, растет с каждым днем ​​(Schwartz et al., 2006; Моллазаде и др., 2009 г.; Кук и др., 2013). Полный обзор нейронной записи дан в Hashemi Noshahr et al. (2020) и Луан и др. (2020).

    Мозговые сигналы очень малы и имеют очень узкую полосу пропускания. Например, максимальная амплитуда потенциалов локального поля (LFP) обычно составляет 1 мВ, а частотный диапазон составляет от <1 Гц до 300 Гц (Van Rijn et al., 1991). С другой стороны, амплитуда спайков или нервных потенциалов действия (ПД) обычно достигает 500 мкВ, а их рабочая частота достигает 7 кГц (Najafi and Wise, 1986).

    В некоторых приложениях требуется увеличение количества участков нейронной записи, называемых каналами, по мере увеличения пространственного разрешения регистрируемых сигналов. Например, общее количество каналов, о которых сообщает Маск (2019), составляет 3072. Электрохимическая реакция на границе раздела электрод-ткань в каждом канале генерирует разные напряжения смещения постоянного тока на разных электродах. Эти напряжения обычно варьируются от 1 до 10 мВ, а в некоторых случаях до 50 мВ (Bagheri et al., 2017). Поскольку напряжения смещения каналов имеют высокое значение, они могут насытить нейронный усилитель. Поэтому их следует устранить. Наиболее распространенный подход к блокировке этого смещения на входе постоянного тока заключается в использовании больших конденсаторов связи по переменному току (Harrison and Charles, 2003; Ng and Xu, 2012). С другой стороны, существует альтернативный метод, который блокирует эти напряжения смещения постоянного тока с помощью фильтра нижних частот в цепи обратной связи, который называется подавлением смещения входа со связью по постоянному току. Авторы Enz et al. (1995), Yazicioglu et al.(2008), Мюллер и соавт. (2012), Бидерман и др. (2013), Ли и соавт. (2019), Jomehei and Sheikhaei (2019), Cabrera et al. (2020) и Фарук и др. (2020) используют этот метод, однако он требует огромного конденсатора или усилителя с высокой потребляемой мощностью в цепи обратной связи.

    При разработке многоканальных нейронных усилителей необходимо учитывать и максимально уменьшать следующие факторы.

    1. Энергопотребление: ткани мозга, окруженные имплантируемыми нейроусилителями, должны быть защищены от теплового повреждения.Для этого необходимо снизить рассеиваемую мощность этих усилителей.

    2. Площадь чипа: нейронные усилители обычно огромны. Это связано с тем, что в них обычно используются большие входные конденсаторы со связью по переменному току. Кроме того, чтобы уменьшить мощность мерцающего шума усилителей, размер МОП-транзисторов должен быть очень большим, особенно в дифференциальных парах. Следовательно, для конкретной площади микросхемы, чтобы максимально увеличить количество каналов, усилители должны быть рассчитаны на их минимальную площадь.

    3. Шум: нейронные сигналы имеют очень низкую амплитуду и ширину полосы. Мерцание и тепловой шум схемы нейронного усилителя являются основным источником шума, который может снизить отношение сигнал/шум (SNR) на выходе усилителей. Вот почему они разработаны как малошумящие усилители (МШУ). На низких частотах доминирует мощность мерцающего шума. Чтобы уменьшить мощность мерцающего шума, в дополнение к увеличению размера транзисторов и использованию дифференциальной пары PMOS, используется метод стабилизации прерывателя (Denison et al., 2007; Верма и др., 2010 г.; Сюй и др., 2011; Язиджиоглу и др., 2011; Луо и др., 2019; Самией и Хашеми, 2019 г.). Техника стабилизации прерывателя модулирует низкочастотный шум OTA (шум мерцания), а также напряжение смещения на более высокую частоту с помощью переключателей прерывателя. Эти более высокие частоты устраняются с помощью фильтра нижних частот (ФНЧ).

    65-нм КМОП и более совершенные технологии создают новые проблемы в результате эффекта короткого канала для аналоговых схем. Одной из этих проблем является уменьшение крутизны (gm) МОП-транзисторов, что снижает коэффициент усиления по напряжению всего усилителя.Это можно решить, разработав нейронный усилитель с 2 или 3 каскадами усиления (Zou et al., 2009; Rezaee-Dehsorkh et al., 2011). Другим разрушительным эффектом эффектов короткого канала является увеличение нижней частоты среза ( f L ) нейронных усилителей, связанных по переменному току. В этой статье мы анализируем параметры, влияющие на нижнюю граничную частоту, и предлагаем два решения. В первом решении используется стандартная КМОП и улучшается частота среза нижних частот за счет увеличения входного сопротивления.Второй метод использует транзисторы с толстым оксидом для увеличения входного сопротивления.

    Остальная часть статьи организована следующим образом. Раздел II анализирует нижнюю частоту среза в нейронных усилителях. В разделе III представлены два предлагаемых решения. Экспериментальные результаты представлены в разделе IV, а статья завершается в разделе V.

    2. Анализ частоты среза нижних частот

    На рис. 1 показана схема полностью дифференциального нейронного усилителя с традиционной архитектурой емкостной сети обратной связи (CFN).Как объяснялось в Harrison and Charles (2003), эта архитектура является одной из самых популярных архитектур нейронных усилителей со связью по переменному току с точки зрения низкого энергопотребления, низкого уровня шума и компактности. Кроме того, использование псевдорезисторов NMOS с толстым оксидом вместо псевдорезисторов PMOS обеспечивает лучшее общее гармоническое искажение (THD) (Kassiri et al., 2013).

    Рисунок 1 . Полностью дифференциальный нейронный усилитель с емкостной обратной связью.

    На рис. 2 показана частотная характеристика нейронного усилителя CFN в качестве полосового усилителя.Предполагая, что усиление по напряжению операционного усилителя на крутизне (OTA) значительно велико, усиление по напряжению усилителя в средней полосе ( A M ) можно приблизительно рассчитать как

    , где C I и C F входная и обратная емкости усилителя соответственно. Кроме того, нижняя частота среза ( f L ) усилителя может быть аппроксимирована как

    где R F — динамическое сопротивление псевдорезисторов NMOS усилителя.

    Рисунок 2 . Частотная характеристика усилителя.

    Как показано в уравнении 2, для уменьшения f L , C F и R F 903 следует увеличить. Однако при увеличении C F требуется увеличение C I для сохранения того же усиления, что приводит к огромным потерям площади для каждого канала многоканального устройства.Кроме того, это приводит к снижению входного сопротивления нейронного усилителя.

    Псевдорезисторы МОП

    могут использоваться в качестве сопротивления обратной связи ( R F ) из-за их компактности и высокого сопротивления. Однако недостатком этого метода является то, что псевдорезисторы МОП обеспечивают гораздо меньшее сопротивление в передовых технологиях. Например, в старой технологии, такой как КМОП-технология 1,5 мкм, при использовании псевдорезистора МОП для R F всего 200 фФ достаточно для достижения f094. L из 0.025 Гц (Харрисон и Чарльз, 2003 г.). Однако с той же методикой и тем же значением для C F в CMOS-технологии 180 нм сообщается f L с частотой 39 Гц (Shoaran et al., 2014). Кроме того, в 130-нм КМОП-технологии (Abdelhalim et al., 2013) более высокое значение C F , равное 300 фФ, используется для компенсации L из 0.1 Гц. Более того, в 65-нм КМОП-технологии результаты нашего моделирования показывают, что при использовании C F 200 фФ достигается f L при частоте 472 Гц. Чтобы лучше понять эффекты, которые увеличивают значение f L в усовершенствованных КМОП-технологиях, ниже мы приводим анализ небольшого сигнала усилителя.

    Эквивалентная полусхема слабого сигнала нейронного усилителя на рисунке 1 изображена на рисунке 3.OTA можно смоделировать как однополюсный усилитель с полюсом в выходном узле. На этой рисунке г г м м , , в , R I , и R o O — входной терминал ОТА емкость, сопротивление и сопротивление выходной клеммы соответственно. Мы извлекаем постоянную времени первого полюса как

    τ1=1p1==CF(Go+Gm)+CoGF+Ci(Go+GF)+Gi(Co+CF)GF(Gm+Go)+Gi(GF+Go)    (3)

    Уменьшение толщины оксида в передовых технологиях приводит к более низкому входному сопротивлению (т.е., выше G i ) из-за более высокого тока утечки затвора. При увеличении G i знаменатель в уравнении (3) растет намного быстрее, чем числитель. Следовательно, постоянная времени (τ 1 ) увеличивается, что приводит к снижению f L .

    Рисунок 3 . Эквивалент слабого сигнала полусхемы нейронного усилителя.

    Однако для более старых технологий мы можем упростить уравнения (3)–(4), предположив, что входное сопротивление OTA ( R i ) равно бесконечности (т.e., G i приблизительно равна нулю) (Hashemi Noshahr and Sawan, 2017).

    τ1=1p1=RFCF+CoRo1+GmRo+Ci(RF+Ro)1+GmRo    (4)

    Если усиление OTA ( G m R o ) велико, вторым и третьим членами этого уравнения можно пренебречь, что приводит к уравнению (5), где соответствующая частота до τ 1 такое же, как уравнение (2). Другими словами, уравнение (5) является частным случаем уравнения (3), когда коэффициент усиления OTA высок, а входное сопротивление OTA равно бесконечности.

    На рис. 4 показана частотная характеристика модели слабого сигнала усилителя, показанного на рис. 3, для различных значений R i . Напряжение постоянного тока выходов смещено на 0,5 В, а псевдорезисторы NMOS с толстым оксидом используются в качестве резисторов обратной связи. Значения г г 9 , R O , C I , C F F , C в и C или выбраны как 22.соответственно Как показано на этом рисунке, f L уменьшается за счет увеличения R i .

    Рисунок 4 . Моделирование АЧХ нейронного усилителя с различными количествами R i .

    3. Предлагаемые решения

    В этом разделе мы предлагаем два решения для снижения нижней частоты среза до 1 Гц OTA в передовых технологиях CMOS без увеличения емкости обратной связи ( C F ).

    3.1. Положительная обратная связь с перекрестной связью

    На рис. 5 показана архитектура нейронного усилителя с перекрестными соединениями с положительной обратной связью (CCPF), в которых используется несколько (n+2) псевдорезисторов. На рис. 6 показаны две реализации соединений CCPF (дальнее и близкое соединения), в которых каждый псевдорезистор реализован со стандартным транзистором PMOS. Зная тот факт, что CCPF обеспечивает отрицательное сопротивление (−| R N |), эквивалентное входное сопротивление OTA можно представить как

    Риэк=Ри || (-|RN|)=Ri|RN||RN|-Ri    (6)

    Как представлено в уравнении (6), для максимизации R ieq , (| R N | − R ) необходимо минимизировать.Другими словами, для достижения очень высокого положительного эквивалентного входного сопротивления величина | Р Н | должно быть немного выше R i , а (| R N | − R i ) должно приближаться к нулю. Однако, поскольку это отрицательное сопротивление создается положительной обратной связью, устойчивость усилителя ограничивает нижнюю границу (| R N | − R i ).

    Рисунок 5 . Нейронный усилитель с перекрестно-связанной архитектурой с положительной обратной связью.

    Рисунок 6 . Кросс-связанные соединения с положительной обратной связью.

    Для проверки уравнения (6) мы вычисляем отрицательное сопротивление CCPF. На рис. 7 показана схема замещения слабого сигнала нейронного усилителя с дальними соединениями CCPF. Для простоты расчетов будем считать, что все псевдорезисторы одинаковы и имеют одинаковый номинал.

    Рисунок 7 . Эквивалентная схема слабого сигнала нейронного усилителя с соединением CCPF.

    Выполнение КВЛ в циклах DCBGHD и DCFGHD приводит к

    Также выполнение KVL на контурах ABCFEA и DCBGHD и рассмотрение (уравнение 7) приводит к следующим двум уравнениям

    (n+2)Ri1+nRi2=ΔV    (8) (n+2)Ri1+(n+4)Ri2=GmRoΔV    (9)

    После решения этих уравнений значение i 1 будет равно

    i1=(n+4)-GmRon4(n+2)RV∆V    (10)

    Как показано на рисунке 7, RN=ΔVi1 — это эквивалентное сопротивление всей цепи, подключенной к входным клеммам ОТА (узлы А и Е), которая параллельна R в .Учитывая (уравнение 10), R N можно представить как

    RN=4(n+2)R(n+4)-GmRon    (11)

    Зная, что усиление OTA ( G m R o ) очень велико, доминант R 3 отрицательный. На практике значения псевдорезисторов не равны и варьируются в зависимости от их токов (или их напряжений). Следовательно, уравнение (11) не является точным, и для расчета точного значения R N требуются результаты моделирования.

    Значение нижней частоты среза усилителя зависит от количества и размеров (Вт/Д) псевдорезисторов, а также от положения соединений CCPF (далеко или близко). Например, предполагая C C I = 10 PF , C F = 200 , C L = 1,7 PF и N = 4 для дальнего соединения CCPF в усилителе, показанном на рисунке 5, достигает f L 0.27 Гц с коэффициентом усиления в средней полосе 31,67 дБ, а суммарное значение емкости этого усилителя составляет 22 пФ. Чтобы уменьшить общую емкость, мы использовали цепь обратной связи T-конденсатора, показанную на рисунке 8 (Ng and Xu, 2013). Псевдорезисторы и соединения CCPF на этом рисунке реализованы аналогично рисунку 6 с 6 транзисторами PMOS.

    Рисунок 8 . Архитектура сети обратной связи T-конденсатора с CCPF.

    Усиление средней полосы усилителя на рис. 8 рассчитывается как

    . AM=(CICF1)(CF1+CF2+2CF12CF12)    (12)

    Мы можем отрегулировать емкости в уравнении (12), чтобы общая емкость OTA оставалась низкой при сохранении того же коэффициента усиления.Например, на рисунке 8, выбирая ценность конденсаторов как C I = 1.4 PF , C F 1 = C F 2 = 200 FF , C , C , C , C F 12 = 400 FF и C L L = 200 FF , полное значение конденсатора усилителя уменьшается до 4,2 PF , а частота среза нижних частот увеличивается от 0.27 до 1,5 Гц, что все еще находится в допустимом диапазоне.

    На рисунках 9, 10 показана частотная характеристика усилителя с точки зрения усиления и фазы соответственно, а также при дальнем, близком и отсутствии CCPF соединений. Величина нижней частоты среза для дальнего, близкого и без CCPF соединений составляет 1,5, 143 и 320 Гц соответственно.

    Рисунок 9 . Моделирование АЧХ (усиления) усилителя, показанного на рис. 8, с дальним, близким и без подключения CCPF.

    Рисунок 10 .Моделирование АЧХ (фазы) усилителя, показанного на рисунке 8, с дальним, близким и без CCPF-подключения.

    Положительная обратная связь в архитектуре CCPF усилителя может привести к нестабильности. Тем не менее, тщательно подбирая количество псевдорезисторов, размеры транзисторов и положение соединения CCPF, мы можем убедиться, что отрицательная обратная связь является преобладающей, а вся архитектура стабильна и обеспечивает запас по фазе не менее 60 градусов. На рис. 11 показано моделирование частотной характеристики разомкнутого контура усилителя, показанного на рис. 8, с запасом по фазе 70 градусов.

    Рисунок 11 . Моделирование частотной характеристики разомкнутого контура (усиление и фаза) усилителя, показанного на рисунке 8, с запасом по фазе 70 градусов.

    Добавляя переключатели к соединению CCPF, мы можем программировать (т. е. включать или выключать) соединения в процессе постфабрикации. В случае нескольких псевдорезисторов (например, 18) в дальних соединениях CCPF может наблюдаться нестабильность из-за изменений процесса. Следовательно, программируя соединения и выбирая более тесные соединения, мы можем избежать нестабильности.Кроме того, программируемость также может дать нам контроль над значением f L . Более тесные соединения имеют более высокое значение f L и более стабильны. С другой стороны, более дальние соединения имеют меньшее значение f L за счет меньшей стабильности.

    3.2. Толстая оксидная дифференциальная пара

    Второй способ увеличения входного сопротивления ОТА без увеличения емкости обратной связи заключается в использовании МОП-транзисторов с толстым оксидом во входной дифференциальной паре.На рис. 12 показана реализация ОТА с рис. 1 на транзисторном уровне с входной дифференциальной парой из PMOS с толстым оксидом. На этом рисунке большая часть NMOS-транзисторов заземлена, тогда как большая часть PMOS-транзисторов подключена к их истокам. Размер каждого транзистора показан в таблице 1, а токи смещения приведены в таблице 2.

    Рисунок 12 . В нейронном усилителе используется полностью дифференциальный свернутый каскод OTA.

    Таблица 1 .Размеры транзистора нейронного усилителя.

    Таблица 2 . Токи смещения нейронного усилителя.

    На рис. 13 показаны результаты моделирования спроектированного нейронного усилителя с использованием OTA, показанного на рис. 12, и OTA со стандартной входной дифференциальной парой PMOS. Коэффициент усиления ОТА и нейроусилителя в целом составляет 68,2 и 34,6 дБ соответственно. Как показано на этом рисунке, применение PMOS с толстым оксидом во входной дифференциальной паре улучшило частоту среза нижних частот с 360 до 0.19 Гц. Эти результаты моделирования подтверждают, что увеличение входного сопротивления OTA за счет использования PMOS с толстым оксидом в дифференциальной паре резко снижает нижнюю частоту среза.

    Рисунок 13 . Моделирование АЧХ нейронного усилителя с дифференциальной парой из толстого оксида и стандартной ПМОП-структуры.

    Для увеличения отношения сигнал/шум нейронного усилителя первая ступень нейронного усилителя выполнена в виде МШУ. Чтобы уменьшить мерцающий шум OTA на рисунке 12, мы оптимизируем размер транзисторов PMOS во входной дифференциальной паре (т.д., М 1 и М 2 ). Кроме того, как упоминалось в Harrison and Charles (2003), для минимизации теплового шума транзисторы M 1 и M 2 смещены в подпороговой области, чтобы максимизировать их крутизну по току стока, называемую крутизной. Эффективность ( г M / / I D ), а также транзисторов м 3 , м 4 , м 9 A , м 9 , 9 , м , м 9 9 , и м 1 0 B Biased в области насыщенности, чтобы минимизировать их г м / I D .

    Как упоминалось ранее, полоса пропускания и рабочая частота нейронных усилителей очень малы, поэтому преобладающей мощностью шума является мерцающий шум. Кроме того, в OTA на рис. 12 транзисторы дифференциальной пары являются основным источником фликер-шума по сравнению с другими транзисторами (Razavi, 2005). Поэтому для анализа шума предлагаемого нейронного усилителя мы исследуем только влияние дифференциальной пары PMOS с толстым оксидом. Использование PMOS-транзисторов с толстым оксидом в дифференциальной паре OTA снижает емкость затвор-оксид на единицу площади ( C ox ) из-за увеличения толщины оксида затвора ( t ox ).Использование PMOS с толстым оксидом во входной дифференциальной паре увеличивает мощность мерцающего шума за счет уменьшения C ox . Отношение между приведенным к входу шумом всего нейронного усилителя (Vni,amp2¯) и приведенным к входу шумом OTA (Vni2¯) представлено как

    Vni,amp2¯=(CI+CF+CinCI)2.Vni2¯    (13)

    Уменьшение C ox из-за использования дифференциальной пары ПМОП с толстым оксидом увеличивает Vni2¯ и уменьшает C в в уравнении (13).Поскольку увеличение Vni2¯ намного больше, чем уменьшение его коэффициента, Vni,amp2¯ увеличивается за счет уменьшения C ox . Чтобы компенсировать этот недостаток, мы можем увеличить коэффициент усиления МШУ ( C I / C F ), увеличив C I

    4 I Уравнение (13). Результаты моделирования показывают, что минимальное приведенное к входу шумовое напряжение нейронного усилителя равно 5.9 мк В среднеквадратичное значение в диапазоне частот от 1 Гц до 5,6 кГц (полоса пропускания).

    Обратите внимание, что для дальнейшего снижения шума OTA необходимо применять методы шумоподавления, такие как метод стабилизации прерывателя, который выходит за рамки данной статьи.

    На рисунке 14 показаны результаты моделирования методом Монте-Карло ( N = 1000) нижней частоты среза. Как показано на этом рисунке, μ равно 0,159 Гц, а σ равно 0.052, в результате чего 3σμ составляет 0,983.

    Рисунок 14 . Моделирование Монте-Карло нижней частоты среза нейронного усилителя.

    На рисунках 15, 16 показан анализ методом Монте-Карло CMRR и PSRR усилителя Neural. Применение МОП-транзисторов с толстым оксидом во входной дифференциальной паре значительно снижает ток утечки затвора и увеличивает входной импеданс OTA, и, следовательно, улучшаются CMRR и PSRR.

    Рисунок 15 . Анализ методом Монте-Карло CMRR нейронного усилителя.

    Рисунок 16 . Анализ методом Монте-Карло PSRR нейронного усилителя.

    4. Измерение и

    in vitro Результаты

    4.1. Измеренная производительность

    Прототип выполнен по 65-нм техпроцессу TSMC CMOS. C I и C F настроены на 11,5 пФ и 208 фФ соответственно, чтобы получить коэффициент усиления 55 В/В (или 34,3 дБ) (AM=CICF). ). В прототипе используется 0.04 мм 2 (270 мкм × 150 мкм) площади кремния. Микрофотография кристалла, содержащего усилитель, показана на рисунке 17.

    Рисунок 17 . Микрофотография чипа, содержащего нейронный усилитель, с площадью кристалла 270 мкм × 150 мкм.

    Измеренная частотная характеристика от 0,1 Гц до 1 МГц выполняется через солевой раствор, чтобы имитировать среду мозга, а результат моделирования показан на рисунке 18. Усиление средней полосы составляет 34,3 дБ, а низкие и высокие частоты среза составляют 2 Гц. и 5.6 кГц соответственно. Смоделированная нижняя частота среза составляет 0,19 Гц, что меньше, чем полученное в результате измерения. Это отклонение ожидаемо, так как псевдорезисторы МОП нелинейны и очень чувствительны к своей рабочей точке (Harrison and Charles, 2003).

    Рисунок 18 . Измеренная и смоделированная частотная характеристика усилителя. Измеренное усиление средней полосы составляет 34,3 дБ, а низкие и высокие частоты среза приходятся на 2 Гц и 5,6 кГц соответственно.

    На рис. 19 показана измеренная спектральная плотность шумового напряжения нейронного усилителя, приведенного к входу.Среднеквадратичное значение шума, отнесенного к входу, получается равным 6,1 мк 90 194 В 90 195 90 313 90 194 среднеквадратичного значения 90 195 90 314 путем интегрирования площади под кривой от 1 Гц до 5,6 кГц (полоса пропускания усилителя) на рисунке 19. Это значение немного выше смоделированного результат (5,9 мк В среднеквадратичное значение ).

    Рисунок 19 . Измеренный приведенный к входу спектр шумового напряжения.

    Таблица 3 показывает сводку смоделированных и измеренных параметров прототипа.Сравнение нашей работы и других опубликованных работ представлено в таблице 4. Все выбранные нейронные усилители связаны по переменному току. Чтобы объективно сравнить эти усилители с разным коэффициентом усиления, количеством каскадов и технологией, мы рассматриваем только первый каскад каждого усилителя.

    Таблица 3 . Экспериментальные и модельные характеристики нейронного усилителя.

    Таблица 4 . Сравнение полностью интегрированных нейронных усилителей.

    Результаты измерений показывают, что достигнутый коэффициент усиления является самым высоким среди всех в таблице 4.Обратите внимание, что усиление Xiao et al. (2010) сообщается о двух этапах. Кроме того, площадь изготовленного чипа меньше, чем у других. Однако следует отметить, что сравнивать площадь самого чипа без учета усиления в средней полосе некорректно. Коэффициент усиления средней полосы ( A m ) усилителя равен CICF. Частота с низкой средой ( F L ) определяется C F , и C I определяется усилением и C F .Также обратите внимание, что основной вклад в площадь чипа вносит C I . Другими словами, для нормализованного коэффициента усиления меньшее значение C F приводит к меньшей площади чипа. Таким образом, сравнение C F является лучшим показателем качества для сравнения площади кристалла, в то время как усилители имеют разные коэффициенты усиления. В этом случае значения C F предлагаемого усилителя и Ng и Xu (2016) составляют 208 фФ и 350 фФ соответственно.Обратите внимание, что усиление, указанное в нашей работе, составляет 34,3 дБ, тогда как усиление в Ng and Xu (2016) составляет 26,4 дБ. Вот почему общая площадь нашей работы почти такая же, как у Нг и Сюй (2016).

    Усилитель Song et al. (2013) реализован в технологии 0,18 мкм с коэффициентом усиления 26 дБ. Его полюс высоких частот составляет 80 Гц. Значение C F не сообщается, однако общая площадь усилителя составляет 0,16 мм 2 , что значительно больше.В Abdelhalim et al. (2013) в процессе 0,13 мк м реализованы нейронные усилители с коэффициентом усиления 54–60 дБ в двух каскадах усиления. Первый каскад (МШУ) с расчетным коэффициентом усиления 31,8 дБ имеет конденсаторы обратной связи емкостью 300 фФ с нижней граничной частотой 0,1 Гц. Наш анализ показывает, что C F в Abdelhalim et al. (2013) можно уменьшить до 200 фФ, если использовать дифференциальную пару с толстым оксидом.

    Нейронный усилитель Xiao et al. (2010) использовали два каскада усиления, чтобы получить 49 дБ в диапазоне 0.13 мк м процесс. Стоимость C F не сообщается. Однако расчетная площадь усилителя и f L составляют 0,4 мм 2 и 100 Гц соответственно. Этот усилитель занимает очень большую площадь и имеет высокую нижнюю частоту среза. Дизайны Biederman et al. (2015) используют МШУ с коэффициентом усиления 26 дБ, изготовленные по 65-нм КМОП-технологии. В нем используется конденсатор обратной связи емкостью 500 фФ, параллельный псевдорезистору в традиционной архитектуре CFN, аналогичной нашей работе.Нижняя частота среза f L регулируется с минимальным значением 10 Гц. Нейронный усилитель состоит из усилителя с переменным усилением (VGA) и буфера для достижения усиления 45–60 дБ. Усилитель в Ng and Xu (2016) реализован с двумя каскадами усиления с усилением в средней полосе 52,1 дБ по технологии 65 нм. Усиление на первом этапе, МШУ, составляет 26,4 дБ, а f L сообщается как 1 Гц. МШУ использует OTA на основе КМОП-инвертора с 360 fF как C F .В усилителе, разработанном Kim and Ko (2019), в OTA используются относительно небольшие транзисторы. В дополнение к небольшим транзисторам используется более старый процесс 0,18 мк м , который помогает уменьшить утечку затвора и увеличить входное сопротивление OTA. Это приводит к низкой частоте f L 6,4 Гц. Однако это происходит за счет высокого приведенного к входу шумового напряжения (10,68 мк 90 194 В 90 195 90 313 90 194 среднеквадратичного значения 90 195 90 314 ). CMRR и PSRR в типичном угловом моделировании равны 66.3 и 88 дБ соответственно. Как упоминалось ранее, при использовании КМОП с толстым оксидом CMRR и PSRR увеличиваются по сравнению со случаем, когда используется стандартная КМОП. Это увеличение связано с повышенным входным сопротивлением OTA. Кроме того, из-за меньшего эффекта короткого канала в МОП-транзисторах с толстым оксидом линейность и THD усилителя улучшаются.

    4.2.

    In vitro Нейронная запись

    Мы использовали этот нейронный усилитель для регистрации нейронов в эксперименте in vitro на срезах мозга мыши на стоматологическом факультете Монреальского университета.Микропипетка используется для регистрации электрической активности мозга. Микропипетку заполняют NaCl (0,5 моль) без пузырьков. Эта микропипетка содержит металлический электрод из AgCl, который регистрирует внеклеточные ПД ствола мозга мышиного среза. Срез мозга вставляется и фиксируется в камере, содержащей искусственную спинномозговую жидкость (ACSF), которая постоянно насыщается кислородом и поддерживается во влажном состоянии, чтобы имитировать реальную среду мозга и поддерживать жизнь нейронов в течение нескольких часов.Микропипетку постепенно проникают в ткань ствола мозга с помощью микроскопа и его периферийных инструментов.

    Для завершения тестовой установки AgCl-электрод микропипетки подключается к неинвертирующему входу усилителя-прототипа. Подключение камеры, в том числе АФРУ, подключается к инвертирующему порту усилителя как Vref. Следует отметить, что для выполнения этих соединений используются экранированные провода. Коммерческая установка системы нейронной записи, содержащая инструментальный усилитель (AM systems, Inc.), оборудование для сбора данных, установленное в стойке, и ПК с программным обеспечением Spike2 на базе Windows (версия 5.19, разработка Cambridge Electronic). Выход предлагаемого усилителя подключен к серийному усилителю. Коммерческий усилитель представляет собой полосовой усилитель с усилением в средней полосе 100 (В/В) и с нижней и верхней частотами среза 300 Гц и 5 кГц соответственно. Установка нижней частоты среза на уровне 300 Гц позволяет нам устранить LFP и извлечь внеклеточные точки доступа из выходного сигнала.При использовании коммерческого усилителя в качестве усилителя второго каскада общее усиление достигается на уровне 5300 В / В . Во время процедуры тестирования усиленный сигнал дискретизируется с частотой 10 квыб/с, оцифровывается указанным оборудованием для сбора данных и передается на ПК. Spike2 использовался для наблюдения за захваченными данными на ПК. Фигура 20 иллюстрирует зарегистрированные спонтанные внеклеточные ПД из ствола мозга мыши с предлагаемым нейронным усилителем.

    Рисунок 20 .Зарегистрированные внеклеточные АР, извлеченные из ствола мозга мыши с помощью изготовленного нейронного усилителя.

    5. Заключение

    Технология уменьшения масштаба ставит новые задачи при проектировании нейронных усилителей. Одной из основных проблем является повышенная частота среза нижних частот ( f L ) усилителей со связью по переменному току, при условии, что используется то же значение емкости обратной связи. Самое простое решение — увеличить конденсаторы обратной связи. Однако это происходит за счет увеличения входных конденсаторов при том же коэффициенте усиления усилителя, что увеличивает площадь кремния и снижает входное сопротивление усилителя.Предполагая, что нейронный записывающий имплантат требует большого количества таких усилителей, общее потребление площади кремния резко возрастает.

    В этой статье мы сосредоточимся на этой проблеме, найдем ее корни и предложим решения для ее улучшения. Масштабирование технологии увеличивает ток утечки дифференциальной пары ОТА из-за уменьшения толщины оксида затвора (эффекты короткого канала). Это приводит к уменьшению входного сопротивления ( R i ) OTA.С помощью моделирования, подкрепленного аналитическим анализом, мы показываем, что уменьшение R i является фундаментальной причиной увеличения f L . В этой статье представлены два различных решения для увеличения R i : применение архитектуры положительной обратной связи с перекрестной связью и использование транзисторов PMOS с толстым оксидом в дифференциальной паре OTA. Моделирование подтверждает, что оба решения уменьшают f L .Мы разработали и изготовили последнее решение в процессе 65 нм TSMC. Экспериментальные результаты показывают, что нижняя частота среза снижается до 2 Гц при использовании конденсатора обратной связи емкостью 208 фФ ( C F ). Нейронный усилитель подтвержден экспериментом in vitro на срезах ствола мозга мыши.

    Заявление о доступности данных

    Оригинальные материалы, представленные в исследовании, включены в статью/дополнительный материал, дальнейшие запросы можно направлять соответствующему автору/авторам.

    Вклад авторов

    Все перечисленные авторы внесли существенный, непосредственный и интеллектуальный вклад в работу и одобрили ее для публикации.

    Конфликт интересов

    Авторы заявляют, что исследование проводилось при отсутствии каких-либо коммерческих или финансовых отношений, которые могли бы быть истолкованы как потенциальный конфликт интересов.

    Ссылки

    Абдельхалим К., Кокаровцева Л., Веласкес Дж. Л. П. и Генов Р.(2013). SoC для беспроводной нейронной записи FSK/OOK 915 МГц с 64 КИХ-фильтрами смешанных сигналов. IEEE J. Solid State Circ. 48, 2478–2493. doi: 10.1109/JSSC.2013.2272849

    Полнотекстовая перекрестная ссылка | Академия Google

    Багери, А., Салам, М.Т., Веласкес, Дж.Л.П., и Генов, Р. (2017). Подавление низкочастотного шума и смещения в нейронных усилителях со связью по постоянному току: обзор и руководство по проектированию с цифровой помощью. IEEE Trans. Биомед. Цирк. Сист. 11, 161–176. дои: 10.1109/ТБКАС.2016.2539518

    Резюме PubMed | Полный текст перекрестной ссылки | Академия Google

    Бидерман В., Йегер Д. Дж., Наревский Н., Коралек А. С., Кармена Дж. М., Алон Э. и соавт. (2013). Полностью интегрированный миниатюрный (0,125 мм 2 ) беспроводной нейросенсор мощностью 10,5 мкВт. IEEE J. Solid State Circ. 48, 960–970. doi: 10.1109/JSSC.2013.2238994

    Полнотекстовая перекрестная ссылка | Академия Google

    Бидерман В., Йегер Д. Дж., Наревский Н., Леверетт Дж., Neely, R., Carmena, J.M., et al. (2015). A 4,78 мм 2 полностью интегрированная система нейромодуляции, объединяющая 64 канала сбора данных с цифровым сжатием и одновременной двойной стимуляцией. IEEE J. Solid State Circ. 50, 1038–1047. doi: 10.1109/JSSC.2014.2384736

    Полнотекстовая перекрестная ссылка | Академия Google

    Кабрера, К., Кабальеро, Р., Коста-Раушерт, М.С., Росси-Айкарди, К., и Ореджиони, Дж. (2020). «Низковольтный малошумящий интегрированный предусилитель биопотенциала с высоким CMRR», в IEEE Transactions on Circuits and Systems I: Regular Papers , 1–10.

    Академия Google

    Кук, М.Дж., О’Брайен, Т.Дж., Беркович, С.Ф., Мерфи, М., Морокофф, А., Фабини, Г., и соавт. (2013). Прогнозирование вероятности припадка с помощью долгосрочной имплантированной консультативной системы по припадкам у пациентов с лекарственно-устойчивой эпилепсией: первое исследование на людях. Ланцет Нейрол. 12, 563–571. doi: 10.1016/S1474-4422(13)70075-9

    Резюме PubMed | Полный текст перекрестной ссылки | Академия Google

    Денисон Т., Консоер К., Санта В., Авеструс А.-Т., Кули, Дж., и Келли, А. (2007). Инструментальный усилитель мощностью 2 мкВт, 100 нВ/Гц, стабилизированный прерывателем, для постоянного измерения потенциалов нервного поля. IEEE J. Solid State Circ. 42, 2934–2945. doi: 10.1109/JSSC.2007.

    4

    Полнотекстовая перекрестная ссылка | Академия Google

    Enz, C.C., Krummenacher, F., и Vittoz, E.A. (1995). Аналитическая модель МОП-транзистора, применимая во всех регионах эксплуатации и предназначенная для низковольтных и слаботочных приложений. Аналоговый интегр.Цирк. Сигнальный процесс. 8, 83–114. дои: 10.1007/978-1-4615-2283-6_7

    Полнотекстовая перекрестная ссылка | Академия Google

    Фарук, Т., Дессуки, М., и Эльхатиб, М. (2020). Изготовление маломощного малошумящего нейронного записывающего усилителя на основе перевернутого повторителя напряжения. Микроэлектрон. Дж. 101:104817. doi: 10.1016/j.mejo.2020.104817

    Полнотекстовая перекрестная ссылка | Академия Google

    Файфер, М., Ачарья, С., Бенц, Х., Моллазаде, М., Крон, Н., и Такор, Н.(2012). На пути к электрокортикографическому контролю ловкого протеза верхней конечности: построение интерфейсов мозг-машина. IEEE Pulse 3, 38–42. doi: 10.1109/MPUL.2011.2175636

    Резюме PubMed | Полный текст перекрестной ссылки | Академия Google

    Харрисон, Р. Р., и Чарльз, К. (2003). Маломощный КМОП-усилитель с низким уровнем шума для приложений нейронной записи. IEEE J. Solid-State Circ. 38, 958–965. doi: 10.1109/JSSC.2003.811979

    Резюме PubMed | Полный текст перекрестной ссылки | Академия Google

    Хашеми Ношахр, Ф.и Саван, М. (2017). «Компактный и маломощный полосовой усилитель для сигналов с узкой полосой пропускания в 65-нм КМОП», в Международном симпозиуме IEEE по схемам и системам (ISCAS) , (Балтимор, Мэриленд: IEEE), 1–4.

    Академия Google

    Джомехей, М. Г., и Шейхаи, С. (2019). Маломощный КМОП-усилитель биопотенциала с низким уровнем шума для многоканальной нейронной записи с активным подавлением постоянного тока и разделением тока. Микроэлектрон. J. 83, 197–211. дои: 10.1016/j.mejo.2018.11.021

    Полнотекстовая перекрестная ссылка | Академия Google

    Кассири, Х., Абдельхалим, К., и Генов, Р. (2013). «Подпороговые МОП-резисторы со сверхвысоким сопротивлением ГОм и низким уровнем искажений для КМОП-нейронных усилителей», Biomedical Circuits and Systems Conference (BioCAS) , (IEEE), 270–273.

    Академия Google

    Ким, Дж., и Ко, Х. (2019). Нейронный усилитель сверхнизкой мощности с автоматическим смещением и повторно используемым током со встроенным аналоговым обнаружением всплесков. Доступ IEEE 7, 109792–109803.doi: 10.1109/ACCESS.2019.2933674

    Полнотекстовая перекрестная ссылка | Академия Google

    Lee, B., Jia, Y., Mirbozorgi, S.A., Connolly, M., Tong, X., Zeng, Z., et al. (2019). Беспроводная система регистрации и стимуляции нейронов с индуктивным питанием для свободно ведущих себя животных. IEEE Trans. Биомед. Цирк. Сист. 13, 413–424. doi: 10.1109/TBCAS.2019.28

    Резюме PubMed | Полный текст перекрестной ссылки | Академия Google

    Луан, Л., Робинсон, Дж. Т., Аажанг, Б., Chi, T., Yang, K., Li, X., et al. (2020). Последние достижения в разработке электрических нейронных интерфейсов: минимальная инвазивность, долговечность и масштабируемость. Нейрон 108, 302–321. doi: 10.1016/j.neuron.2020.10.011

    Резюме PubMed | Полный текст перекрестной ссылки | Академия Google

    Луо Д., Чжан М. и Ван З. (2019). Малошумящий усилитель-прерыватель, предназначенный для многоканального сбора нейронных сигналов. IEEE J. Solid State Circ. 54, 2255–2265. doi: 10.1109/JSSC.2019.21

    Полнотекстовая перекрестная ссылка | Академия Google

    Моллазаде М., Мурари К., Каувенбергс Г. и Такор Н.В. (2009). Беспроводная микроэнергетическая аппаратура для мультимодального сбора данных об электрической и химической нейронной активности. IEEE Trans. Биомед. Цирк. Сист. 3, 388–397. doi: 10.1109/TBCAS.2009.2031877

    Резюме PubMed | Полный текст перекрестной ссылки | Академия Google

    Мюллер, Р., Гамбини, С., и Рабаи, Дж. М. (2012). A 0,013 мм 2 , 5 мкВт, ИС для сбора нейронных сигналов со связью по постоянному току с 0.питание 5 В. IEEE J. Solid State Circ. 47, 232–243. doi: 10.1109/JSSC.2011.2163552

    Полнотекстовая перекрестная ссылка | Академия Google

    Наджафи, К., и Уайз, К.Д. (1986). Имплантируемая многоэлектродная матрица с встроенной обработкой сигналов. IEEE J. Solid State Circ. 21, 1035–1044. doi: 10.1109/JSSC.1986.1052646

    Полнотекстовая перекрестная ссылка | Академия Google

    Нг, К.А., и Сюй, Ю.П. (2012). «Компактный нейронный записывающий усилитель с малой входной емкостью на C в / усиление 20 фФ.V/V», в конференции Biomedical Circuits and Systems Conference (BioCAS) , (IEEE), 328–331.

    Академия Google

    Нг, К.А., и Сюй, Ю.П. (2016). Маломощная система нейронного усилителя с высоким cmrr, использующая otas на основе инвертора cmos с cmfb через шины питания. IEEE J. Solid State Circ. 51, 724–737. doi: 10.1109/JSSC.2015.2512935

    Полнотекстовая перекрестная ссылка | Академия Google

    Разави, Б. (2005). Проектирование аналоговых интегральных схем CMOS .Нью-Йорк, штат Нью-Йорк: McGraw-Hill Education.

    Академия Google

    Резаи-Дехсорх, Х., Раваншад, Н., Лотфи, Р., Мафинежад, К., и Содагар, А. М. (2011). Анализ и разработка настраиваемых усилителей для имплантируемых приложений нейронной записи. IEEE Trans. Эмердж. Сел. Вершина. Цирк. Сист. 1, 546–556. doi: 10.1109/JETCAS.2011.2174492

    Полнотекстовая перекрестная ссылка | Академия Google

    Шварц, А.Б., Куи, X.Т., Вебер, Д.Дж., и Моран, Д.В. (2006). Интерфейсы, управляемые мозгом: восстановление движений с помощью нейронных протезов. Нейрон 52, 205–220. doi: 10.1016/j.neuron.2006.09.019

    Резюме PubMed | Полный текст перекрестной ссылки | Академия Google

    Шоаран, М., Камаль, М. Х., Полло, К., Вандергейнст, П., и Шмид, А. (2014). Компактная маломощная корковая записывающая архитектура для многоканального сбора данных со сжатием. IEEE Trans. Биомед. Цирк. Сист. 8, 857–870. doi: 10.1109/TBCAS.2014.2304582

    Резюме PubMed | Полный текст перекрестной ссылки | Академия Google

    Сонг, С., Rooijakkers, M., Harpe, P., Rabotti, C., Mischi, M., Van Roermund, A., et al. (2013). «Телескопический усилитель с повторным использованием тока 430nw 64nv/vhz для приложений нейронной записи», в IEEE Biomedical Circuits and Systems Conference (BioCAS) , 2013 г., (Роттердам: IEEE), 322–325.

    Академия Google

    Сан, Ф., Моррелл, М., и Варен, Р. Дж. (2008). Реагирующая корковая стимуляция для лечения эпилепсии. Нейротерапия 5, 68–74. doi: 10.1016/j.nurt.2007.10.069

    Полнотекстовая перекрестная ссылка | Академия Google

    Ван Рейн, А.К.М., Пепер, А., и Гримберген, К.А. (1991). Качественная регистрация биоэлектрических событий. Мед. биол. англ. вычисл. 29, 433–440. дои: 10.1007/BF02441666

    Полнотекстовая перекрестная ссылка | Академия Google

    Верма, Н., Шоеб, А., Бохоркес, Дж., Доусон, Дж., Гуттаг, Дж., и Чандракасан, А.П. (2010). Микромощная SoC для сбора ЭЭГ со встроенным процессором извлечения признаков для системы обнаружения хронических припадков. IEEE J. Solid State Circ. 45, 804–816. doi: 10.1109/JSSC.2010.2042245

    Полнотекстовая перекрестная ссылка | Академия Google

    Сяо, З., Тан, К.-М., Догерти, К.М., и Баширулла, Р. (2010). «Нейронная записывающая метка мощностью 20 мкВт с afe с модуляцией тока питания в 0,13 мкм cmos», в 2010 IEEE International Solid-State Circuits Conference-(ISSCC) (IEEE), 122–123.

    Академия Google

    Сюй Дж., Язычиоглу Р. Ф., Грундлехнер Б., Харпе П., Макинва К.А. и Ван Хоф, К. (2011). 8-канальная система активных электродов мощностью 160 мкВт для мониторинга ЭЭГ. IEEE Trans. Биомед. Цирк. Сист. 5, 555–567. doi: 10.1109/TBCAS.2011.2170985

    Резюме PubMed | Полный текст перекрестной ссылки | Академия Google

    Язиджиоглу, Р. Ф., Ким, С., Торфс, Т., Ким, Х., и Ван Хоф, К. (2011). Аналоговый сигнальный процессор ASIC мощностью 30 мкВт для портативного мониторинга сигналов биопотенциала. IEEE J. Solid State Circ. 46, 209–223. doi: 10.1109/JSSC.2010.2085930

    Полнотекстовая перекрестная ссылка | Академия Google

    Языджиоглу Р.Ф., Меркен П., Пуэрс Р. и Ван Хоф К. (2008). Восьмиканальная ASIC сбора ЭЭГ мощностью 200 мкВт для амбулаторных систем ЭЭГ. IEEE J. Solid State Circ. 43, 3025–3038. doi: 10.1109/JSSC.2008.2006462

    Полнотекстовая перекрестная ссылка | Академия Google

    Цзоу, X., Сюй, X., Яо, Л., и Лиан, Ю. (2009). Полностью интегрированная микросхема интерфейса программируемого биомедицинского датчика 1v 450 нВт. IEEE J. Solid State Circ. 44, 1067–1077. doi: 10.1109/JSSC.2009.2014707

    Полнотекстовая перекрестная ссылка | Академия Google

    Уточнение сетей смещения для высокой устойчивости низких частот

    Загрузите эту статью в формате PDF.

    Производительность высокочастотного активного устройства очень сильно зависит от условий смещения постоянного тока. Для оптимальной производительности твердотельному устройству (SSD) требуется сеть смещения для конкретного приложения. Такие сети смещения являются не только важными частями радиочастотных/микроволновых цепей с твердотельными накопителями, но и правильно спроектированные сети смещения вносят большой вклад в производительность и стабильность высокочастотных цепей, использующих твердотельные накопители.

    Коэффициент усиления твердотельного накопителя

    обратно пропорционален частоте, при этом коэффициент усиления выше на более низких частотах, поэтому следует уделить внимание конструкции схемы твердотельного накопителя из-за сильной связи между усилением устройства и стабильностью.Например, характеристика ВЧ/СВЧ усилителя мощности (УМ) должна быть тщательно скомпенсирована для предотвращения колебаний из-за более высокого коэффициента усиления на более низких частотах.

    На более низких частотах влияние цепей смещения преобладает по сравнению с цепями согласования импеданса. Это связано с тем, что малая емкость блокировочного конденсатора по постоянному току имеет высокий импеданс на низких частотах и ​​нейтрализует влияние согласующих цепей. Таким образом, правильно спроектированная сеть смещения может быть использована для улучшения низкочастотной стабильности SSD.

    Хотя анализ стабильности радиочастотных/микроволновых цепей является важной темой, частичный анализ позволяет сделать некоторые выводы о проблемах со стабильностью на низких частотах, вызванных цепями смещения. Влияние цепей смещения УМ на стабильность низких частот можно показать, проанализировав упрощенный низкочастотный эквивалент мощного полевого транзистора (FET) и его цепей смещения.

    Смещение типа

    класса AB будет учитываться при анализе низкочастотной стабильности.После анализа будут представлены предложения по проектированию, касающиеся смещения затвора и стока, при этом внимание будет уделено рабочим параметрам ВЧ/СВЧ, таким как вносимые потери и КПД. Наконец, будет представлено исследование резонансного исследования УМ и результаты его измерений.

    АВС усилителей мощности

    Типовой усилитель мощности состоит из активного устройства и как минимум четырех пассивных подсхем: согласования входного импеданса, смещения затвора, согласования выходного импеданса и смещения стока. На рис. 1 изображена такая структура. Предполагается, что номиналы блокировочных конденсаторов по постоянному току достаточно малы, чтобы не учитывать влияние согласующих цепей на анализ низкочастотной характеристики УМ.

    1. Это обычная структура смещения для ВЧ/СВЧ усилителя мощности (УМ).

    Чтобы лучше понять проблемы, связанные с достижением стабильности усилителя низких частот, будут использованы внутренние компоненты транзистора и структура смещения стока, чтобы показать начальные условия стабильности низких частот в отношении входного импеданса и передаточной функции.Сложность схемы будет увеличиваться шаг за шагом, чтобы продемонстрировать влияние компонентов смещения затвора.

    Шаги анализа заключаются в проведении анализа входного импеданса без компонентов смещения затвора; включить последовательный резистор смещения на затворе с идеальным ВЧ обходом; и замените идеальные ВЧ обходные конденсаторы реалистичными моделями конденсаторов. Этот анализ будет выполнен для узкополосного высокочастотного УМ, при этом термин «низкая частота» будет применяться к частотам до нескольких сотен мегагерц.

    Обычная структура смещения УМ включает резистор на затворе и катушку индуктивности на стоке (снова рис. 1) . Эти компоненты закорочены по ВЧ в точке питания постоянного тока с помощью пары конденсаторов обхода ВЧ. Значения блокировочных конденсаторов по постоянному току часто выбираются на уровне пикофарад из-за их низкого эффективного последовательного сопротивления (ESR) на основной частоте и высокой частоты собственного резонанса (SRF). Поэтому влиянием согласующих цепей можно пренебречь из-за высокого импеданса разделительных конденсаторов по постоянному току в области низких частот.

    Если на стоке предполагается идеальный обход ВЧ, то катушка индуктивности смещения L смещения имеет идеальную ВЧ-землю. Значения собственных конденсаторов затвор-исток и сток-исток C gs и C ds соответственно находятся в пикофарадном диапазоне, поэтому ими можно пренебречь и на низких частотах. Емкость C gd — это собственная емкость затвор-сток транзистора. Хотя C gd даже меньше, чем C gs и C ds , это компонент обратной связи схемы, поэтому он играет значительную роль в стабильности.

    2. Показана низкочастотная эквивалентная схема ВЧ/СВЧ усилителя мощности без цепей смещения или компонентов смещения.

    С учетом этих допущений низкочастотный эквивалент УМ без схемы смещения затвора можно изобразить (рис. 2) . Импеданс Z затвора — это полное сопротивление, наблюдаемое на затворе транзистора:

    Z ворота = (Z Cgd + Z Lbias )/(1 + g m Z Lbias )                        (1)

    Z ворота (с)

    =  1/sC gd + sl смещение )/(1 + g m sL смещение )

    = (1 + S 2 L Bias C GD C GD ) / (SC DG + S 2 г м л Мэйс C GD ) (2)

    Z ворота (jω)

    = (1 — Ω 2 L Bias C GD C GD ) / (JωC GD — Ω 2 г м л смещения C GD ) Где S = Jω (3)

    Поскольку ω находится в диапазоне частот мегагерц, а емкость затвор-сток C gd меньше нескольких пикофарад, ω 2 L смещение C gd   << 1 и4 удержания:

     Z ворот (jω) = 1/(jωC гд – ω 2 г м L уклон C гд )       (6) 900

    и

     Re{Z ворот } ≈ 1/(ω 2 г м L уклон C гд )                   (5)

    Условия запуска генерации на определенной частоте можно описать как 1

    Re{Z, ω} < 0, Im{Z, ω} = 0           (6)

    (∂Im{Z, ω})/∂ωǀ ω = ω0    ˃  0          (7)

    Уравнение5 видно, что действительная часть импеданса отрицательна на низких частотах. Хотя отрицательное сопротивление — не единственное условие, необходимое для возникновения колебаний (уравнения 6 и 7), его устранение — важный шаг в переводе УМ в безопасную зону от низкочастотных колебаний. Очевидно, что сделать действительную часть импеданса положительной при конфигурации рис. 2 невозможно.

    Поскольку емкость затвор-сток C gd и крутизна g m являются внутренними параметрами устройства, которые зависят от рабочих точек транзистора по постоянному току, их изменение влияет на характеристики схемы с использованием этого транзистора.Следовательно, разработчик может изменить значение индуктивности смещения стока только для уменьшения отрицательного сопротивления.

    Тем не менее, индуктивность смещения стока нельзя просто изменить без учета других параметров схемы. Например, если линия передачи со смещением стока представляет собой линию на четверть длины волны (λ/4), низкочастотная индуктивность линии определяется выражением 2 :

    L = Z 0 (л/к)      (8)

    , где с — скорость света; l – длина микрополосковой линии; Z 0 — волновое сопротивление микрополосковой линии.Ширина микрополосковой линии должна быть уменьшена для увеличения Z 0 и индуктивности микрополосковой линии. Но микрополосковая линия передачи с уменьшенной шириной не подходит для приложений с большой мощностью, потому что она имеет уменьшенную пропускную способность по току и повышенное сопротивление.

    В дополнение к анализу импеданса передаточная функция цепи также может дать ценную информацию о стабильности. Расположение полюсов и нулей передаточной функции можно проанализировать, чтобы понять устойчивость схемы.Передаточная функция напряжения схемы, изображенной на рис. 2, показана в уравнениях. 9 и 10:

    υ d (с)/υ г (с)

    = (1 – g m Z C dg )/(1 + ZC/ZL уклон )                               (9)

    υ d (с)/υ г (с)

    = (s 2 L уклон C dg –sg m L уклон )/(s 2 L уклон ) 6 0 1 90 903 1 dg (106)

    Из уравнения.10 видно, что передаточная функция схемы имеет нули при s = 0 и s = g m /C gd и полюсы при s = ±j/(L смещение C gd ). Схема предельно устойчива, потому что полюса находятся на воображаемой оси Y. Устойчивость предельно стабильной системы зависит от типа входного сигнала, поэтому конкретный сигнал может вызывать колебания. С другой стороны, поскольку полюса на оси Y склонны смещаться из-за изменения температуры, нелинейного поведения компонентов и т. д., маргинально устойчивая система практически не реализуема.

    3. Ниже приведена низкочастотная эквивалентная схема ВЧ/СВЧ УМ со смещающим резистором.

    Вставка последовательного резистора в цепь смещения затвора является часто используемым методом повышения стабильности. В этом разделе анализируется вклад резистора смещения затвора в низкочастотную стабильность. На рис. 3 показана низкочастотная эквивалентная схема усилителя мощности с резистором смещения затвора.

    Если уравнение 4 используется для получения полного импеданса, включая резистор затвора, тогда Z total составляет:

    Z всего = R//Z ворота = RZ ворота /(R + Z ворота )      (11)

    Z Всего = [R (1 — Ω 2 L Bias C GD C GD )] / (1 — ω 2 L Bias C GD + JωRC GD — Jω 2 г м RL уклон C гд )     (12)

    Поскольку рассматриваемая частота находится в мегагерцовом диапазоне, емкость затвор-сток C gd очень мала, а индуктор смещения L смещения имеет значение нанофарад, член в числителе меньше единицы.Следовательно, Z в сумме почти равно R при малых значениях R. Например, принимая, что R = 10 Ом, частота 200 МГц, L смещения 10 нГн, C gd 0,3 пФ, и g m из 1000 мс, Z всего = 9,9 + j0,44 Ом. Однако это предположение неверно для больших значений R. Например, если R = 1 кОм, то Z всего = 49,5 + j217 Ом.

    Уравнение 12 показано, что подходящий резистор смещения на затворе обеспечивает положительное входное сопротивление в области низких частот.Хотя резистор затвора R может показаться формой «волшебного» компонента для достижения стабильности на низких частотах, это предположение справедливо для идеальной схемы обхода ВЧ. Конденсаторы с емкостью микро- и нанофарад, как правило, имеют высокие значения паразитной последовательной индуктивности и сопротивления, вызывающие сильные резонансы в области низких частот. Любая значительная индуктивность из-за ВЧ-дросселя или микрополосковой линии передачи может повлиять на низкочастотные резонансы.

    4. Изменение входного сопротивления SSD в низкочастотной области; без резистора, с резистором и идеальным ВЧ-байпасом, с резистором и реалистичной моделью компонента (C dg = 23 фФ/Вт, g m = 30 мСм/Вт [ref.3], L=10 нГн, R=10 Ом, P=30 Вт).

    На рис. 4 показаны суммарные входные сопротивления затворов Z и Z с резистором смещения затвора и без него, а также при рассмотрении реальных моделей конденсаторов (100 пФ и 33 мкФ с последовательной индуктивностью 10 нГн) вместо идеальных. Шунтирующий ВЧ конденсатор. Сильные резонансы в цепи смещения могут вызвать низкочастотные колебания в дополнение к уменьшению полосы пропускания видеосигнала и ухудшению характеристик интермодуляционных искажений (IMD) усилителя.

    Структура сети смещения PA будет включать компромиссы между стабильностью, линейностью и сложностью. Сети со смещением шлюза и стока должны способствовать повышению общей производительности и надежности. Понимая некоторые основные правила для сетей смещения, можно достичь желаемого компромисса между ключевыми целями проектирования, включая низкочастотную стабильность, для ВЧ/СВЧ-усилителя.

    Поиск стабильных сетей смещения

    Как было показано, последовательный резистор в цепи смещения затвора является жизненно важным компонентом для достижения стабильности на низких частотах.Значение резистора зависит от ряда факторов, включая класс работы, уровень насыщения, транзисторную технологию и размер устройства. Резистор меньшего размера может не иметь достаточного сопротивления для обеспечения положительного входного импеданса в широком диапазоне. И наоборот, резистор большего номинала может вызвать нежелательные резонансы и колебания напряжения при смещении затвора из-за тока затвора в различных устройствах, например, в HEMT.

    Небольшое количество тока, например, от 1 до 2 мА, может протекать через затвор транзистора при сжатии мощного HEMT.Пиковое значение тока затвора будет зависеть от технологии SSD и будет пропорционально физическому размеру SSD. Например, ток затвора устройства GaN HEMT мощностью 100 Вт и напряжением 50 В составляет несколько миллиампер. 4 Колебание напряжения на смещении затвора, вызванное резистором смещения, изменяет рабочую точку УМ по постоянному току, что приводит к колебаниям тока стока и амплитудной модуляции сигнала.

    5. Часто используемые сети смещения затвора для демонстрационных печатных плат Ampleon PA.

    Рисунок 5 и В таблице 1 показаны некоторые структуры смещения затвора и значения компонентов для нескольких уровней мощности и частот, обычно используемых для демонстрационных плат усилителей мощности Ampleon. Схема смещения «A» на основе резисторов на рис. 5 подходит для приложений с частотой менее 1 ГГц. Сеть смещения «C» хорошо подходит для высокочастотных приложений. В некоторых случаях схема смещения затвора также является частью схемы согласования импеданса, и схема смещения «D» является примером конфигурации такого типа.Шунтирующий резистор, такой как R2 в цепях смещения «A» и «C» на рис. 5, снимает проблемы со стабильностью, но не подходит для HEMT в режиме истощения из-за их требования отрицательного смещения. В некоторых случаях может потребоваться блокировочный конденсатор по постоянному току, такой как C2 в цепи смещения «B» на рис. 5.

    Как показано на рис. 4, широкополосный отклик всех компонентов схемы со смещением затвора следует проверять на наличие резонансов. Однако такое исследование может быть громоздким, а иногда и невозможным из-за недостаточности моделей компонентов смещения.Анализ на основе измерений может быть полезен и экономить время, как будет показано на примере, в котором резонансы удаляются с помощью измерений и моделирования S-параметров.

    Сеть со смещением стока напрямую влияет на общую эффективность и радиочастотные характеристики усилителя мощности. Кроме того, при его проектировании требуется особое внимание для повышения надежности УМ из-за наличия высокого напряжения и тока на линии сток-смещение. Условия постоянного тока, низких и высоких частот необходимо учитывать одновременно для достижения желаемых характеристик усилителя мощности, а также стабильной и надежной работы.

    Компромиссы между этими условиями формируют структуру сети смещения:

    • Нагрузочная способность и сопротивление постоянному току его характеристик постоянного тока.
    • Низкочастотная стабильность и вызванные смещением эффекты памяти его низкочастотных характеристик.
    • Изоляция и радиочастотная утечка его высокочастотных характеристик.

    Экв. 5 видно, что большее значение индуктивности смещения стока способствует стабильности на низких частотах.Но более узкая микрополосковая линия необходима для увеличения волнового сопротивления линии смещения при большей индуктивности (уравнение 8). Уменьшение ширины микрополосковой линии увеличивает ее сопротивление и снижает пропускную способность по току. Микрополосковая линия с высоким сопротивлением постоянному току приводит не только к потерям мощности и эффектам нагрева, но и к колебанию напряжения на стоке, что вызывает искажение огибающей сигнала, ухудшение линейности УМ и асимметрию в соседних каналах. Это усложняет попытки цифрового предварительного искажения (DPD) и может привести к сбою при попытке DPD.

    Расчет надлежащей ширины и толщины микрополосковой линии, используемой для линии смещения стока, с учетом требований по максимальному току имеет решающее значение для достижения низкой индуктивности на низких частотах для повышения стабильности, в дополнение к минимизации эффектов памяти, вызванных смещением 5 , и получения высокой импеданс в основном диапазоне рабочих частот для минимальных потерь радиочастотного/микроволнового сигнала. Таблица 2 предлагает сравнение полосы пропускания, изоляции и рассеивания тепла в зависимости от ширины линий смещения микрополосков.

    Широкополосный ВЧ-шунт в цепи смещения стока также необходим для улучшения характеристик цепи смещения. Для широкополосного обхода ВЧ схема смещения стока обычно включает комбинацию конденсаторов с пикофарадными, нанофарадными и микрофарадными номиналами. Пикофарадные конденсаторы обеспечивают низкий импеданс на более высоких частотах, в то время как конденсаторы двух других номиналов используются для обхода и развязки на более низких частотах. Выбор подходящих типов и номиналов конденсаторов также важен, чтобы избежать нежелательных потерь и резонансов. 6

    6. Если на печатной плате усилителя мощности достаточно места, можно использовать схему с двойным смещением, как показано здесь с выходным каскадом усилителя мощности.

    Существует несколько способов увеличения допустимой нагрузки по току линии смещения. При наличии достаточного места на печатной плате (PCB) можно использовать схему двойного смещения для уменьшения общей индуктивности на низкой частоте и увеличения пропускной способности по току (рис. 6) . Уменьшение сопротивления постоянному току при незначительном изменении характеристического сопротивления микрополосковой линии также может быть достигнуто путем припаивания тонкой металлической пластины к микрополосковой линии. 7

    Использование пары шунтирующий резистор-конденсатор от точки питания стока до земли параллельно с ВЧ-шунтирующими конденсаторами — еще один способ повысить стабильность. 8 Рекомендуемые номиналы резистора и конденсатора составляют около 50 Ом и 1 нФ соответственно.

    ВЧ обходные и развязывающие конденсаторы в цепях смещения, особенно конденсаторы в нанофарадах и микрофарадах, могут вызывать нежелательные резонансы из-за их низких SRF. Следовательно, для обнаружения любых возможных проблем требуется моделирование импедансов и вносимых потерь входных и выходных каскадов, включая цепи смещения от постоянного тока до, по крайней мере, рабочего диапазона частот (f 0 ).

    К сожалению, такой анализ низкочастотного резонанса с помощью компьютерного моделирования часто невозможен или неточен из-за отсутствия широкополосных моделей нанофарадных и микрофарадных конденсаторов. Поэтому измерения на основе S-параметров без SSD полезны и позволяют легко определять резонансы.

    7. Измеренная |S 21 | значения выходного каскада до и после настройки схемы смещения, широкополосного датчика S-параметров и выходного каскада (фотография).

    На рис. 7 показан |S 21 | измерения выходного каскада УМ от стоковой площадки до выхода.УМ разработан для корпусного двухкаскадного МИС GaN на частоте 2,14 ГГц. 9 Для измерений использовался широкополосный микрополосковый зонд. Выходной каскад был смещен четвертьволновой (λ/4) микрополосковой линией, включая ВЧ-шунтирующие конденсаторы. Сначала наблюдался сильный резонанс в районе 340 МГц. После замены конденсатора 10 нФ типа X5R на конденсатор типа X7R и замены конденсатора 180 нФ на компонент 220 нФ резонанс был устранен.

    8. Внешний вид и компоненты реализованного УМ.

    На рис. 8 показана окончательная схема и номиналы ее компонентов. Устранение начального резонанса для этого усилителя также расширило его полосу пропускания видеосигнала.

    Каталожные номера

    1. К.-В. Yeom, Microwave Circuit Design , Prentice-Hall, Englewood Cliffs, NJ, 2015.

    2. S.C. Cripps, РЧ-усилители мощности для беспроводной связи , 2-е изд., Artech House, Norwood, MA, 2006.

    3. Л. К. Нуньес, П.М. Кабрал и Дж. К. Педро, «Механизмы генерации искажений AM/AM и AM/PM в ВЧ-усилителях мощности на основе Si LDMOS и GaN HEMT», IEEE Transactions on Microwave Theory & Techniques , Vol. 62, № 4, 2014. С. 799-809.

    4. Р. Бейкер, «GaN Power Amplfiier Bias and Decoupling Techniques», IMS 2016 Microwave Applications , 2016.

    5. М. Дж. Франко, «Эффекты памяти, вызванные смещением, в ВЧ-усилителях мощности». по адресу: https://lintech.com.

    6. Р. Фиоре, «Конденсаторы в широкополосных приложениях», Applied Microwaves & Wireless , май 2001 г.

    7. L.B. Walker, Ed., Handbook of RF and Microwave Power Amplifiers , Cambridge University Press, Cambridge, 2012.

    8. Р. Бассет, «Соображения о смещении высокомощных GaAs полевых транзисторов», Fujitsu Compound Semiconductor Inc., Application Note, № 10, 2008 г., стр. 1–7.

    9. М. Акар, О. Джейлан, Ф. Киблер, С. Пирес и С. Марольдт, «Высокоэффективный ВЧ-усилитель мощности MMIC на GaN с использованием низковольтного драйвера», 47-я Европейская микроволновая конференция, 2017 г.

    Скорость измерений

    новых низковольтных JFET SMT в стабильных условиях — обновление с использованием современных JFET

    n-JFET.В этой последующей статье Данюк приносит нам новые измерения, обновляя свои заметки по дизайну измерениями компонентов JFET, которые появились на рынке совсем недавно. В тестах использовались одни и те же рабочие условия, чтобы разработчики могли провести справедливое сравнение для своих приложений. Эта статья была первоначально опубликована в audioXpress, декабрь 2018 г.

    В 2013 г. Дмитрий Данюк написал статью под названием «Измерения скорости низковольтных JFET SMT SMT в стабильных условиях», в которой были представлены результаты испытаний плотности шума для нескольких низковольтных дискретные по шуму полевые транзисторы n-JFET с технологией поверхностного монтажа (SMT).С тех пор на рынке появились новые полевые транзисторы JFET, поэтому он решил расширить свои заметки по дизайну с 2013 года. В тестах использовались одни и те же рабочие условия, чтобы разработчики могли провести справедливое сравнение для своих приложений.

    Существует несколько преимуществ использования современных полевых транзисторов с переходом (JFET), которые имеют шумовые напряжения (V n ), равные тем, которые встречаются в малошумящих биполярных транзисторах с переходом (BJT). JFET также имеют значительно меньший шумовой ток (I n ) и превосходят биполярные транзисторы по низкочастотным шумам при импедансах источника в несколько кОм и выше.JFET также более линейны, чем биполярные устройства, из-за их квадратичных передаточных характеристик по сравнению с экспоненциальными передаточными характеристиками в BJT. JFET могут выдерживать более высокие входные сигналы и не так сильно полагаться на обратную связь для исправления искажений.

    Входные сигналы могут содержать существенные внеполосные компоненты (например, ультразвуковой шум от ЦАП с формированием шума с передискретизацией, помехи от импульсных источников питания, РЧ от сотовых телефонов, устройств Wi-Fi, Bluetooth и т. д.). Если входное устройство является нелинейным, эти внеполосные сигналы могут быть устранены.В результате на выходе помимо полезного сигнала появляется нежелательная огибающая выпрямленной формы волны. BJT имеют переходы база-эмиттер с прямым смещением, а JFET имеют обратное (или нулевое) смещение p-n перехода. Этот факт вместе с экспоненциальным переносом в BJT объясняет, почему устройства BJT проявляют большую восприимчивость к внеполосным сигналам по сравнению с JFET.

    Другое явное различие между BJT и JFET заключается в том, что входной управляющей переменной для BJT является ток, а для JFET — напряжение.JFET не нуждаются в токе смещения для нормальной работы и, как правило, не требуют блокировочного конденсатора по постоянному току, чтобы предотвратить влияние на постоянный ток смещения от предыдущего каскада или от источника сигнала.

    JFET имеет шум входного напряжения, тесно связанный с шумом Джонсона проводящего канала:


    где g m – крутизна: где g m0 — крутизна при V gs = 0, таким образом: V n изменяется незначительно при изменении тока стока (I d ) (4-я корневая зависимость), четырехкратное увеличение I d уменьшает квадратный корень напряжения шума в два раза (3 дБ).

    V n в полевых транзисторах JFET будет самым низким, когда устройства работают при нуле V gs (I d = I dss ) или слегка положительном Vgs, где крутизна (gm) имеет максимальное значение. Это будет верно только в том случае, если тепловыделение устройства будет умеренным по отношению к способности рассеивания тепла корпуса JFET. Также важно поддерживать напряжение сток-затвор значительно ниже точки останова тока затвора (I g ).

    Шум входного тока JFET пропорционален частоте:

    где C gs — емкость затвора канала.Хотя биполярные транзисторы могут иметь низковольтный шум, токовый шум на низких частотах намного больше, чем у JFET, из-за электронного дробового шума (Шоттки) I s : где q — элементарный заряд, а I b — постоянный ток смещения базы. Из-за очень малого тока смещения затвора шумом Шоттки в JFET обычно можно пренебречь. Всегда можно снизить шумовое напряжение, подключив параллельно несколько транзисторов (увеличение g m в два раза приводит к уменьшению шума на корень квадратный из 2 (3 дБ)).На частотах ниже определенной угловой частоты все устройства демонстрируют 1/f-шум или фликер-шум, где наблюдаются спектральные плотности шума выше, чем V n , указанные выше.

    Система измерения с низким уровнем шума
    Мы измерили шум напряжения в стабильных условиях, используя систему измерения с низким уровнем шума. I d был настроен на 1 мА, V ds — на 2,5 В, а температура окружающей среды T — на 25°C. Термическое сопротивление корпуса SOT23 составляет около 200°C/Вт, поэтому 2.Рассеиваемая мощность 5 мВт приводит к незначительному повышению температуры перехода. Как и в моей оригинальной статье (см. Ресурсы), мы измерили 16 образцов каждого устройства и усреднили данные шума от 20 Гц до 20 кГц 1/f и теплового шума. Кривые, показанные на рисунке 1, иллюстрируют плотность входного шума для различных устройств. Измерения эквивалентного шумового напряжения описаны в таблице 1.

    Рис. 1. Измерение шума ряда дискретных JFET показывает, что некоторые p-канальные и n-канальные JFET подходят для приложений с низким уровнем шума.
    Два новых n-канальных устройства от ON Semiconductor показали плотность шума напряжения от 1,5 до 2 нВ/√Гц: ON Semiconductor CPh4910 и ON Semiconductor 2SK2394. Еще один n-канальный JFET с высокой крутизной от ON Semiconductor имеет значительные низкочастотные шумы, но может успешно использоваться на частотах выше 5 кГц — это 2SK932. Долгожданное p-канальное устройство от Linear Systems, LSJ74/SST74, имеет шум 1,7 нВ/√Гц. Все эти JFET представляют собой устройства с высоким коэффициентом усиления и умеренным током стока (I d = от 5 до 40 мА, g m = от 10 до 40 мА/В).

    Еще три JFET от Linear Integrated Systems — LSJ689/LSJ289, LSK589 и LSK489/LSK189 — показали более высокий уровень шума в диапазоне от 2 до 3 нВ/√Гц. Эти устройства имеют умеренную крутизну от 4 до 10 мА/В.

    Следует отметить, что два измеренных устройства от On Semiconductor — MMBF5103 и BSR58 — не имеют данных о шуме в своих спецификациях. Это означает, что производитель не контролирует параметры шума для этих устройств. MMBF5103 и BSR58 предназначены для низкоуровневой аналоговой коммутации и были включены в данное исследование в образовательных целях.

    Были измерены шумовые характеристики нескольких малошумящих дискретных полевых транзисторов JFET, появившихся на рынке в последние годы. Тесты проводились так же, как и в первой части статьи, которую я написал пять лет назад для Electronic Design (см. Ресурсы), чтобы разработчики могли провести честное сравнение и выбрать подходящую деталь для своих приложений. aX

    Эта статья была первоначально опубликована в audioXpress, декабрь 2018 г.

    Таблица 1: Описаны измерения эквивалентного шумового напряжения.
    Ресурсы
    Д. Данюк, «Измерения скорости низковольтных JFET транзисторов SMT в стабильных условиях», Electronic Design, апрель 2013 г.,

    Источники
    Линейные системы: LSJ74, SST74, ультранизкий уровень шума, один P-канальный JFET
    Линейные системы: BSR58: N-канальный низкочастотный малошумящий усилитель
    Линейные системы: LSJ689 Малошумящий монолитный двухканальный усилитель JFET с малой емкостью
    Линейные системы: LSK589 монолитный двухканальный N-канальный полевой транзистор JFET
    с низким уровнем шума и малой емкости Линейные системы: LSK489 Малошумящий монолитный двухканальный усилитель JFET с низким уровнем шума и малой емкости
    ON Semiconductor: CPh4910: N-канальный JFET, 25 В, 20–40 мА, 40 мс, CPh4
    ON Semiconductor: 2SK2394 N-канальный JFET
    ON Semiconductor: MMBF5103 N-канальный низкочастотный малошумящий усилитель
    ON Semiconductor: 2SK932 N-Channel JFET

    Об авторе
    Дмитрий Данюк является главным инженером по аппаратному обеспечению подразделения Harman Luxury Audio с 2013 года.

    0 comments on “Низковольтный унч на транзисторах: Низковольтный усилитель на транзисторах

    Добавить комментарий

    Ваш адрес email не будет опубликован.