Балансный модулятор принцип работы – Как работает кольцевой балансный модулятор

Как работает кольцевой балансный модулятор

Р, 1955, №6

Часто применяющийся в аппаратуре дальней связи кольцевой балансный модулятор, схема которого приведена на рис. 1, в настоящее время начинает использоваться радиолюбителями-коротковолновиками для преобразования частот в диапазонных возбудителях с кварцевой стабилизацией (см. статью Л. Лабутина «Диапазонный возбудитель с кварцевой стабилизацией» в «Радио» № 5 за 1955 год). Это объясняется тем, что такой модулятор даёт на выходе наименьшее по сравнению с другими типами преобразователей количество вредных дополнительных комбинационных частот.

Рис. 1. Принципиальная схема кольцевого балансного модулятора

Для того чтобы понять, как работает кольцевой балансный модулятор, разберёмся сначала в том, что происходит в цепи, состоящей из генератора переменного напряжения, диода и батареи с переключателем П1, позволяющим изменять направление её включения (рис. 2, а).

Рис. 2. а — принципиальная схема, поясняющая принцип действия кольцевого балансного модулятора; б — графическое изображение тока в цепи в зависимости от направления включения батареи.

Известно, что ток через диод может протекать только в одном направлении. Это направление называют прямым. Если напряжение батареи выбрать больше амплитуды напряжения генератора, то, когда переключатель П1 будет находиться в положении 1, в цепи потечёт пульсирующий ток, а при положении 2 переключателя П1 тока в цепи не будет (рис. 2, б). При включении в такую цепь первичной обмотки трансформатора Тр1 в его вторичной обмотке будет наводиться напряжение, пропорциональное напряжению генератора, только тогда, когда переключатель П1 установлен в положение 1. Меняя полярность включения батареи, мы изменяем сопротивление диода от некоторой малой величины Ri, зависящей от свойств диода (переключатель находится в положении 1, диод открыт), до очень большой величины (переключатель П1 установлен в положение 2, диод закрыт). В кольцевом балансном модуляторе одно из двух преобразуемых напряжений, имеющее частоту f

1 подаётся на обмотку I трансформатора Тр1. Второе напряжение, имеющее частоту f₂, подаётся на средние точки обмоток II трансформаторов Tp1 и Тр2 и служит для изменения сопротивления диодов. Его частота f₂ должна быть больше частоты f₁ На рис. 3, а и б показаны эквивалентные схемы кольцевого балансного модулятора для двух полупериодов напряжения с частотой f₂. На схеме сплошными стрелками обозначено направление тока с частотой f₂, а пунктирными — с частотой f₁. Ток с частотой f₂ не может создать напряжения в обмотке I трансформатора Тр2, так, как он протекает в половинах катушки II в разные стороны. Создать напряжение в обмотке I трансформатоpa Tp2 может ток, протекающий по обмотке II в одном направлении. Величина этого тока пропорциональна мгновенному значению напряжения с частотой f ₁, а направление изменяется через каждый полупериод частоты f₂. На рис. 4 показаны напряжения Uf₁, Uf₂ и U_Rн в случае, когда частота f₂ в десять раз больше частоты f₁.

Рис. 3. Эквивалентные схемы кольцевого балансного модулятора для двух полупериодов несущей частоты

Известно, что всякую периодически изменяющуюся во времени величину, в частности и напряжение U_Rн, можно разложить на сумму величин, изменяющихся во времени по синусоидальному закону. Для того чтобы определить амплитуды и частоты синусоидальных напряжений, из которых состоит выходное напряжение U_Rн, нужно познакомиться с векторным изображением периодически изменяющихся во времени величин.

Рис. 4. Зависимость от времени преобразуемых и выходного напряжений кольцевого балансного модулятора.

Представим себе неподвижный вектор ОА, вокруг начала которого (точка О) в плоскости рис. 5, а вращается с постоянной угловой скоростью ω=2πf рад/сек прямая. Точка О делит эту прямую на положительную и отрицательную полупрямые. Величина проекции вектора ОА на эту прямую Оа будет изменяться во времени по синусоидальному закону. Проекция какого-либо другого вектора на эту же ось будет изображаться синусоидой, сдвинутой по фазе по отношению к первой. Амплитуда этой синусоиды будет равна абсолютной величине этого вектора, а сдвиг фазы в угловой мере будет соответствовать углу между векторами. Таким образом, любой изменяющейся во времени по синусоидальному закону с частотой f величине будет соответствовать неподвижный вектор, имеющий определённую величину и положение в плоскости рис. 5, а. На рис. 5, а показаны два сдвинутые на 180° вектора, имеющие одинаковую величину. Соответствующие им синусоиды показаны на рис. 5, б. На рис. 5, в показана зависимость амплитуды колебаний, или, что то же самое, величины этих векторов от времени. Таким образом, вектор OA изображает в плоскости рис. 5, а синусоидальное напряжение и с частотой f, поэтому его можно назвать «вектором величины u». Если синусоидальное напряжение модулировано по амплитуде, то величина изображающего его вектора изменяется во времени. На рис. 6 показаны модулированное напряжение и зависимость соответствующего ему изображающего вектора от времени, причём частота f

2 (несущая) выбрана в десять раз больше частоты модулирующего напряжения f₁, т. е. соотношение между ними такое же, как и для рис. 4. Вектор, изменяющийся во времени, можно получить, складывая вектор постоянной величины с вектором, величина и направление которого меняются (рис. 7, а). Нетрудно видеть, что период изменения его величины должен быть равен периоду модулирующей частоты f₁. В свою очередь и этот вектор можно получить, складывая два равномерно вращающихся в разные стороны вектора.

Рис. 5. Векторное изображение синусоидальных напряжений

Расположение вращающихся векторов в зависимости от времени показано на рис. 7, б. Как видно из рис. 7, а и б, за время одного периода модулирующей частоты f₁ эти векторы сделают один оборот. Следовательно, вектор, поворачивающийся против часовой стрелки, будет иметь по отношению к вращающейся по часовой стрелке с угловой скоростью ω=2πf₂ рад/сек прямой, угловую скорость, равную сумме их скоростей, т. е. напряжение, соответствующее этому вращающемуся вектору, будет иметь частоту, равную сумме частот несущего и модулирующего напряжений.

Рис. 6. Модулированное напряжение и зависимость изображающего его вектора от времени

Рассуждая таким же образом, легко увидеть, что частота напряжения, соответствующего вектору, вращающемуся по часовой стрелке, будет равна разности несущей и модулирующей частот.

Рис. 7. Временное и векторное изображения напряжений боковых частот модулированного колебания

Таким образом, напряжение, показанное на рис. 7, в, соответствующее вектору рис. 7, а, является суммой двух синусоидальных напряжений с частотами f₂+f₁ и f₂-f₁. Это напряжение очень похоже на выходное напряжение кольцевого балансного модулятора U_Rн (рис. 4). Некоторое различие в формах этих напряжений объясняется тем, что на выходе кольцевого балансного модулятора, кроме суммарной и разностной частот преобразуемых колебаний, имеются ещё напряжения с частотами n * f₁+-f₂, где n может принимать значения 3, 5, 7 и т. д. Однако эти напряжения легко могут быть отфильтрованы.

Желающие более подробно познакомиться с анализом работы кольцевого балансного модулятора могут найти интересующие их сведения в книге Н. Баева и К. Егорова «Основы дальней связи» (Связьиздат, 1948 г.).

С. Ершов

BACK

zpostbox.ru

14.2 Балансный (двухтактный) модулятор

Позволяет получить балансно-модулированный (БМ) сигнал, спектр которого состоит из двух боковых полос и не содержит несущего колебания.

Рисунок 14.6 – Принципиальная схема диодного балансного модулятора.

При положительной полуволне напряжения несущей частоты оба диода открыты, сопротивление их мало, и через первичную обмотку трансформатора Тр2 протекает выходной ток. При отрицательной полуволне диоды закрыты, сопротивление их велико и тока в обмотке нет. Этот ток имеет вид импульсов. С изменением полярности модулирующего напряжения изменяется направление тока (отрицательные импульсы). Отсутствие колебания несущей частоты на выходе модулятора объясняется тем, что несущее колебание подается в средние точки трансформаторов

Тр1 и Тр2 и магнитные потоки, создаваемые токами несущей частоты ив полуобмотках трансформаторов, имеют встречные направления и взаимно уничтожаются. Нагрузкой модулятора служит контур, настроенный на несущую частоту, который выделяет БМ сигнал.

Рисунок 14.6 – Временные диаграммы модулирующего напряжения,

напряжения несущей и выходного тока.

Воспользуемся спектральным методом анализа нелинейной цепи. Пусть ВАХ диодов одинаковы и аппроксимируются полиномом второй степени. Пусть в некоторый момент времени полярность напряжений такая, как указана на рисунке 14.5. Тогда напряжение на диодах:

; .

Токи в цепях диодов:

;

.

Токи в трансформаторе Тр2 направлены встречно и результирующее напряжение на выходе схемы с учетом подавления некоторых составляющих контуром:

.

Рисунок 14.7 — Спектр выходного тока.

В балансном модуляторе в выходном токе отсутствуют составляющие нелинейного преобразования с частотами ,,. При этом облегчается выделение БМ сигнала.

15 Формирование однополосных ам сигналов

Передача информации одной боковой полосой имеет следующие преимущества:

— не тратится мощность передатчика на передачу несущих колебаний, за счет чего можно увеличить мощность колебаний передаваемой боковой полосы, а следовательно, и дальность действия связи;

— при отсутствии модуляции мощность не расходуется, т.к. передачи несущих колебаний нет;

— меньше занимаемая полоса, что позволяет отведенную для системы полосу частот уплотнить большим числом каналов;

— требуется более узкая полоса пропускания приемника, что повышает помехозащищенность за счет снижения уровня помех в рабочей полосе.

15.1 Методы формирования ом сигнала

1) Метод фильтрации.

Рисунок 15.1 – Структурная схема.

С помощью балансного (или кольцевого) модулятора БМ получают двухполосный сигнал с подавленной несущей. Далее полосовым фильтром ПФ выделяется требуемая боковая полоса частот.

Недостаток: т.к. частотный разнос между боковыми полосами раван 2F_min, то к ПФ предъявляются жесткие требования по полосе расфильтровке (применяются высокодобротные пьезокерамические и кварцевые фильтры).

2) Метод фазирования.

Рисунок 15.2 – Структурная схема.

Для перемножения сигналов используются балансные (или кольцевые) модуляторы БМ1 и БМ2. На БМ2 входные сигналы иподаются через фазовращатели на 90⁰ ФВ1 и ФВ2. Если модулирующий сигналимеет более сложный спектр, тоФВ1 должен обеспечить изменение фазы всех спектральных составляющих.

Для формирования нижней боковой полосы частот нужно просуммировать полученные произведения; верхней – следует использовать вычитание. Это можно доказать, воспользовавшись тригонометрическими формулами:

,

.

studfile.net

3.1 Модуляторы ам-сигналов. Способы осуществления амплитудной модуляции

Подавая на безынерционный нелинейный элемент сумму исходных колебаний, в выходном сигнале можно наблюдать всевозможные комбинационные составляющие. Если теперь пропустить выгодной сигнал через линейный частотный фильтр, то можно выделить ряд полезных компонентов преобразованного сигнала. На этом принципе основана ра­бота большого числа радиотехнических устройств, в част­ности модуляторов.

3.1.1 Принцип работы амплитудного модулятора.

Амплитудным модулятором называют устройство, создающее на выходных зажимах АМ-сигнал вида при подаче на входы цепи гармонического несущего коле­банияи низкочастотного модулирующе­го сигнала.Чаще всего амплитудные модуляторы строят, используя эффект преобразования спектра суммы двух сигналов в безынерционном нелинейном эле­менте.

Простейшим амплитудным модулятором служит нелиней­ный усилитель, у которого резонансный контур в выходной цепи настроен на частоту несущего колебания. К входу модулятора приложено напряжение

.

Принцип работы данного модулятора поясняется осцилло­граммами напряжений и токов, показанными на рис. 3.1.

Для определенности считается, что проходная характе­ристика транзистора аппроксимирована отрезками двух пря­мых. За счет того, что рабочая точка перемещается в такт с низкочастотным модулирующим колебанием, происходит непрерывное изменение угла отсечки несущего сигнала. Амплитуда первой гармоники последовательности импульсов коллекторного тока оказывается не постоянной во времени. Колебательный контур фильтрует коллекторный ток, выделяя на выходе АМ-снгнал, т. е. несущее колебание с переменной амплитудой, пропорциональной полезному модулирующему сигналу.

Рис. 3.1. Токи и напряжения в амплитудном модуляторе

Процесс получения АМ-сигнала можно изучить аналитически, применив развитую выше теорию комбинационных частот. Пусть на входе нелинейного элемента с характеристикой простейшего вида (2.38) дейст­вует напряжение причём

В составе тока, проходящего через двухполюсник, можно выделить составляющие с частотами, близкими к , которые образуют амплитудно-модулированный ток

. (3.1)

Как известно, относительный уровень боковых колебаний по сравнению с несущим колебанием равен М/2.

Из формулы (3.1) следует, что в данном случае коэффи­циент амплитудной модуляции выходного сигнала

. (3.2)

3.1.2 Получение сигналов с балансной модуляцией.

Схему ампли­тудного модулятора можно видоизменить таким образом, что на выходе устройства будет получен сигнал с подавлением несущим колебанием, т. е. сигнал с балансной модуляцией .

Структурная схема балансного модулятора представлена на рис. 3.2.

Рис. 3.2 Структурная схема балансного модулятора

Здесь несущее гармоническое колебание с частотой синфазно подводится к нижним входам двух одинаковых амплитудных модуляторови.Модулирующий сигнал поступает на модуляторчерез инверторимеющий коэффициент передачи, равный —1. Поэтому на выходах модуляторов будут получены сигналы

,

где A— постоянный коэффициент.

Инвертор изменяет знак сигналана противополож­ный, так что выходной сигнал

(3. 6)

представляет собой произведение модулирующего и несущего колебаний, т. е. действительно является балансно-модулированным колебанием.

Вопросы для самопроверки

1. Назовите способы осуществления амплитудной модуляции.

2. Нарисуйте структурную схему балансного модулятора

studfile.net

5. Однополосная модуляция (ОМ). Устройства генерирования и формирования радиосигналов. Учебное пособие

5.1. Особенности и преимущества однополосного сигнала

5.2. Особенности высокочастотного тракта однополосных передатчиков

5.3. Формирование однополосного сигнала

5.4. Энергетические показатели усилителей мощности однополосного сигнала

5.5. Расчет мощностей рассеяния на электродах лампы усилителя мощности однополосного сигнала

5.6. Принципы расчета усилителей мощности однополосного сигнала

5.1. Особенности и преимущества однополосного сигнала

Как мы видели, основным недостатком амплитудной модуляции (АМ) являются чрезвычайно низкие экономические показатели. Из формулы (3.1) и рис.3.2б видно, что при АМ несущая частота никакой информации не содержит, её амплитуда остаётся постоянной при модуляции и без неё, а вся информация о передаваемом сигнале (его частота W и уровень, который характеризует величина m) заключена в боковых полосах.

При ОМ передают одну из боковых полос, например, верхнюю:

i_в= cos(w₀+W) , (5.1)

а колебания несущей частоты w₀ и второй боковой (w-W) в передатчике подавляют. Для воспроизведения сигнала информации колебания несущей частоты восстанавливают в приемнике. В выражении (5.1) множитель m не является коэффициентом модуляции в обычном смысле, здесь m характеризует уровень громкости. Следовательно, однополосный сигнал при модуляции синусоидальным сигналом частоты W представляет собой синусоидальные колебания, амплитуда которых пропорциональна амплитуде модулирующего сигнала, а частота отличается от несущей w₀ на величину его частоты W.

Огибающая однополосного сигнала не воспроизводит форму сигнала информации, как это имеет место при АМ. Так, при модуляции сигналом одной частоты огибающая представляет собой прямую линию. При модуляции суммой колебаний двух частот вида:

u_W = U_W1cosW₁t +U_W2cosW₂t

колебания с АМ описываются выражением:

u_AM = U_w[1 + m₁cosW₁t + m₂cosW₂t ]cosw₀t ,

а верхняя боковая полоса — выражением:

u_бок= ,

где

m₁= и m₂ =.

После несложных тригонометрических преобразований этот однополосный сигнал можно представить формулой:

u_бок = × cos [w₀t+j(t)] , (5.2)

здесь

j(t ) = W₁t + аrctg , (5.3)

где

k = .

Из (5.2) и (5.3) видно, что при ОМ, в отличие от амплитудной и угловой модуляций, изменяются оба параметра высокочастотных колебаний – и амплитуда, и фаза, поэтому радиосигнал с ОМ можно рассматривать как колебания с амплитудно-фазовой модуляцией, хотя их полоса равна полосе модулирующего сигнала, то есть она вдвое уже полосы радиосигнала с АМ, что является большим преимуществом ОМ, так как позволяет в полосе частот, предназначенной для АМ, разместить большее число действующих каналов связи.

При модуляции спектром частот (W₁ -W_n ) однополосный сигнал (5.1) представляет собой ряд независимых колебаний высоких частот :

w₁ = w₀+W₁ , w₂ = w₀+W_{2 ,} ¼ ¼ ¼ w_n = w₀+W _n . Tаким образом, здесь спектр модулирующих частот транспонируется в область высоких частот (то есть каждая из модулирующих частот становится выше на величину несущей частоты w₀). Энергетические показатели передачи на одной боковой полосе намного лучше, чем при АМ; расчеты показывают, что эквивалентный выигрыш в мощности при переходе от АМ к одноканальной ОМ с подавленной несущей может составить от 9 до 12дБ (т.е. в 8-16 раз). Это объясняется многими обстоятельствами, главными из которых являются следующие.

1. Переход на ОМ при линейном детектировании в приёмнике даёт выигрыш по напряжению (или по току) в 2 раза, что эквивалентно увеличению мощности передатчика 4 раза.

2. Переход на ОМ позволяет уменьшить полосу пропускания приёмника в 2 раза, снизив тем самым отношение сигнал/помеха. Это даёт выигрыш по напряжению в раз, что эквивалентно выигрышу по мощности в два раза.

3. В передатчиках с ОМ потребление мощности приблизительно на 25% меньше, чем при АМ.

4. Из-за особенностей распространения коротких волн при АМ на месте приема нарушаются фазовые соотношения между несущей и боковыми, что приводит к уменьшению напряжения звуковой частоты в раз. При ОМ этот эффект отсутствует, что даёт дополнительный выигрыш по мощности, а также повышает помехоустойчивость по сравнению с АМ. Ширина спектра однополосного сигнала практически равна ширине спектра сигнала информации, то есть он вдвое уже, чем при амплитудной модуляции и намного уже, чем при ЧМ. Благодаря этому в одном и том же диапазоне частот можно увеличить число действующих каналов радиосвязи.

5.2. Особенности высокочастотного тракта однополосных передатчиков

Осуществление системы с ОМ сопряжено с немалыми трудностями, главными из которых являются, во-первых, необходимость в высокой стабильности частоты несущей передатчика и частоты гетеродина приёмника, восстанавливающего эту несущую при детектировании однополосного сигнала, и, во-вторых, высокие требования к линейности усилителя мощности однополосного сигнала. Последнее обусловлено тем, что однополосный сигнал формируют на малом уровне мощности, после чего его усиливают до требуемого уровня мощности. В отличие от АМ в отсутствие сигнала информации однополосный сигнал на входе усилителя отсутствует. В процессе передачи его уровень меняется, и только при максимальной громкости он достигает пикового значения. Наибольшие трудности связаны с обеспечением линейного усиления однополосного сигнала малого уровня, когда используется нижняя часть модуляционной характеристики. При недостаточной линейности усилителя мощности появляются нелинейные (комбинационные) искажения, при этом не только искажается передаваемый сигнал, но и расширяется спектр однополосного сигнала. Причинами этих искажений являются:

• нелинейность статических и динамических характеристик генераторных ламп:
• нелинейность входного сопротивления ламп при работе с сеточными токами;
• паразитные амплитудная и фазовая модуляции сигнала, которые возникают из-за изменений входной динамической ёмкости и комплексного входного сопротивления ламп на высоких частотах при изменении уровня сигнала; и др.

Главным образом уровень комбинационных искажений зависит от формы модуляционной (колебательной) характеристики, т.е. от характера зависимости первой гармоники анодного тока I_a1 от амплитуды переменного напряжения U_gm на входе лампы усилителя мощности,. Если эта характеристика нелинейна, то при модуляции несколькими частотами в спектре усиленного сигнала появляются новые, нежелательные, составляющие, непосредственно прилегающие к полезным составляющим спектра. Происхождение комбинационных искажений можно пояснить следующим образом. Если на входе лампы, характеристика которой аппроксимирована полиномом 5-ой степени вида:

i_a= a₀ +a₁ e +a₂e² + a₃e³ + a₄e⁴ + a₅e⁵ , ( 5.4 )

действует напряжения двух частот, w₁= w₀+W₁ и w₂ = w₀ +W₂ , где w₀ – частота несущей, а W₁ и W₂ – низкие частоты сигнала, то после подстановки в (5.4) напряжения e = U₁cosw₁t +U₂cosw₂t и несложных тригонометрических преобразований получим, что члены полинома с четными степенями напряжения е дадут составляющие с частотами, расположенными за пределами полосы пропускания колебательного контура, настроенного на частоту несущей w₀ . Это частоты вида 2w₁= (2w₀+2W₁) , 2w₂= (2w₀+2W₂) и т.п., а также вида (w₁ — w₂) = (W₁-W₂) и т.п. Члены полинома с нечетными степенями напряжения е дадут составляющие с частотами вида 2w₁-w₂ = w₀— (2W₁— W₂), а также вида (3w₁— 2w₂) = w₀ — (3W₁ -2W₂) и т.п., т.е. частоты, находящиеся внутри полосы пропускания контура и потому воспроизводимые при демодуляции. Первые носят название комбинационных искажений 3-го порядка, вторые – 5-го порядка. Уровень тех и других должен быть не выше –35дБ.

Если лампа работает с сеточным током, то при изменении уровня сигнала изменяется ее входное сопротивление R_вх, Поскольку каскады усилителя мощности работают в недонапряженном режиме, то при этом изменяется амплитуда возбуждения. Во избежание этого в схеме с общим катодом между сеткой и катодом лампы включают балластный безындукционный резистор R_б, величина которого определяется неравенством R_б<< (в 10÷80 раз), при этом мощность возбуждения, требуемая от предыдущего каскада, существенно увеличивается. В схеме с общей сеткой включение R_б не требуется.

Коэффициент использования лампы по анодному напряжению x должен быть меньше критического. При использовании тетродов следует иметь в виду, что при увеличении постоянного напряжения на экранной сетке E_g2 ток управляющей сетки уменьшается, но при этом уменьшается и коэффициент использования

x=1- , а значит и КПД.

Неравенство значений несущей частоты передатчика и несущей частоты, восстановленной в приёмнике, приводит к искажениям. Для профессиональной речевой телефонной передачи допустимое расхождение между этими частотами не должно превышать ±10Гц, а для радиовещания — не более ±1-2Гц, что при радиовещании на частоте 30 МГц требует стабильности частоты порядка 10^-7. Для синхронизации частот несущих, подавляемой в передатчике и восстанавливаемой в приёмнике, используют автоматическую подстройку частоты гетеродина приёмника, при этом опорной частотой является передаваемый передатчиком сигнал остатка несущей, называемый пилотсигналом. Уровень мощности пилотсигнала Р_п= оценивают относительно пиковой мощности передатчика Р_~max= , где U_max = U_п + U_б — наибольшая допустимая лампой амплитуда, U_п— амплитуда пилот-сигнала, U_б — амплитуда колебаний боковой частоты, При ОМ приняты обозначения:

b=, m₁==

Ослабление несущей определяется формулой:

N= 10 lg дБ= 20 lgдБ=20 lg b дБ.

В настоящее время для ОМ перспективными классами излучения являются Н3Е, когда b=2, m₁=1 и N=6дБ и R3E, когда b=4, N=12дБ. Излучение с полностью подавленной несущей обозначают J3E и является наиболее экономичным.

Итак, к высокочастотному тракту однополосных передатчиков предъявляются следующие требования.

1. Высокочастотный тракт должен содержать минимальное число каскадов.
2. Генераторные лампы должны работать без сеточных токов, а в тех случаях, когда это невозможно, между сеткой и катодом лампы усилителя мощности включают балластный безындукционный резистор, уменьшающий нелинейность входного сопротивления лампы, но снижающий ее коэффициент усиления по мощности.
3. Маломощные предварительные каскады усилителя мощности должны работать в режиме колебаний класса А. Для нахождения оптимального режима ламп усилителя мощности, работающих с отсечкой анодного тока, используют специальные методы расчёта с использованием ЭВМ, позволяющие находить условия, при которых уровень нелинейных искажений минимальный. Методика определения приближенного значения оптимального напряжения смещения на сетке лампы, E_gopt, при котором нелинейные искажения наименьшие, приведена в Приложении 3.

5.3. Формирование однополосного сигнала

Формирование однополосного сигнала осуществляется в возбудителе. Однополосный сигнал формируют из двухполосного, модулированного по амплитуде в балансном модуляторе. Основные трудности связаны с подавлением нерабочей боковой полосы. Нерабочая боковая полоса частот должна быть подавлена до уровня -60дБ (т.е. в 1000 раз по напряжению). Наибольшее распространение получил фильтровой метод (рис.5.1), при котором выделение рабочей боковой полосы производится с помощью фильтров и повторной балансной модуляции на поднесущих частотах, в результате которой осуществляется искусственное смещение (транспозиция) боковых частот. Этот метод обеспечивает требуемое подавление нерабочей полосы и надежен в эксплуатации.

Рис.5.1

Для формирования двухполосного сигнала обычно используют кольцевые балансные модуляторы (рис.5.2б). При полном балансе на его выходе имеются частоты (2k+1)f ± (2k+1)F, где k = 0,1,2.. и т.д., т.е. частоты f ± F и комбинационные частоты f ±3F, 3f±3F и т.д.; несущая частота f и частота сигнала F здесь отсутствуют. На выходе балансных модуляторов рис.5.2а присутствует низкая частота F, а кроме боковых частот f ± F — комбинационные частоты Kf±(2k-1)F, где K и k — целые числа, т.е. частоты f ± 3F, f ± 5F, 2f ± 3F и т.д., т.е. здесь комбинационных частот намного больше, чем на выходе кольцевого балансного модулятора. Комбинационные частоты, находящиеся в выделяемой полосе боковых частот, искажают передачу. Выделение нужной боковой полосы,

 Рис.5.2

f + F или f — F, производится полосовым фильтром на выходе балансного модулятора. Наиболее жесткие требования предъявляются к фильтру первого балансного модулятора, который работает при самой низкой поднесущей частоте ( ~100 кГц). Обычно этот фильтр — кварцевый. В передатчиках низовой телефонной связи применяют электромеханические фильтры.

Другим методом формирования однополосного сигнала является фазоразностный, или фазокомпенсационный, при котором n-фазная система формирования состоит из n модулируемых по амплитуде каскадов, на каждый из которых со сдвигом по фазе на угол j=360⁰/n, где n>2, подают колебания несущей частоты и колебания модулирующих частот. При суммировании на общей нагрузке сдвинутые по фазе колебания подавляемых боковых полос компенсируются, а рабочих – складываются. Частным случаем фазоразностного метода формирования является используемый в маломощных передатчиках служебной и любительской радиосвязи квадратурный метод, где n=2, а угол j=90⁰ (рис.5.3)

Рис.5.3

Достоинствами фазоразностного метода являются возможность формирования однополосного сигнала непосредственно на рабочей частоте и отсутствие дорогостоящих фильтров. Однако, степень подавления несущей и нерабочей боковой полосы существенно зависят от точности фазовых сдвигов колебаний несущей частоты и модулирующих частот, а также от равенства амплитуд напряжений, подаваемых на модулируемые каскады. Для подавления несущей частоты и нерабочей полосы не хуже чем –40дБ необходимо, чтобы разница между амплитудами сигналов не превышала 0,5%, а фазовые ошибки –1⁰. Наибольшие трудности связаны с созданием широкополосных фазовращателей для модулирующих сигналов низкой частоты. В связи с этим надежность фазоразностного метода хуже, чем фильтрового.

Усилитель мощности однополосного сигнала обычно рассчитывают на максимальную мощность R_~max в недонапряженном, близком к граничному, режиме (коэффициент использования по анодному напряжению x обычно принимают равным (0,9-0,95)x_кр).

5.4. Энергетические показатели усилителей мощности однополосного сигнала

В процессе ОМ режим усилителя изменяется, его средние энергетические показатели определяются статистическими характеристиками модулирующего сигнала. Для речевого сигнала «среднюю» амплитуду усиливаемого однополосного сигнала принимают равной U_gср=m_срU_gmax, где m_ср @ 0,425. При этом средняя мощность, излучаемая передатчиком, равна:

P _{~ ср}=m²_срP_~max =0,18 P_~max.

Таким образом, средняя мощность однополосного сигнала намного меньше максимальной, следовательно лампа усилителя мощности используется неэффективно. Средний КПД анодной цепи усилителя равен:

h_ср= m_срh_max= 0,425h_max ,

т.е. и он значительно меньше максимального.

Полученные выше соотношения свидетельствуют об относительно низкой эффективности усилителей мощности сигнала с ОМ и неполном использовании генераторных ламп. Для повышения эффективности передатчиков с ОМ используют раздельное усиление огибающей и частотно-модулированного заполнения однополосного сигнала (метод Кана), а также другие методы. Одним из них является автоматическая регулировка режима усилителя мощности (АРР), при которой в соответствии с амплитудой передаваемого сигнала изменяют напряжение на аноде генераторной лампы. Одновременно с этим соответствующим образом изменяют и напряжение на ее управляющей сетке, так, чтобы уровень нелинейных искажений оставался допустимым. При АРР средний электронный КПД лампы h_ср увеличивается почти вдвое.

При многоканальной работе однополосного передатчика для неискаженного усиления требуется, чтобы амплитуда напряжения возбуждения на сетке любого каскада усилителя мощности не превышала величину U_gmax, соответствующую граничному режиму лампы этого каскада. Поэтому предельное значение первой гармоники анодного тока лампы I’_a1 , создаваемое каждым из n каналов, не должно превышать величину I_a1max /n, где I_a1max — первая гармоника анодного тока в граничном режиме при одноканальной работе. При этом мощность одного канала равна:

P_~к = = P_~max/n² ,

а суммарная мощность n каналов:

P_~кS = n× P_~к = P_~max/n .

Таким образом, при многоканальной работе общая колебательная мощность на выходе однополосного передатчика уменьшается в n раз по сравнению с максимальной мощностью при одноканальной работе, а мощность, приходящаяся на один канал, уменьшается в n² раз.

5.5. Расчет мощностей рассеяния на электродах лампы усилителя мощности однополосного сигнала

Двухтоновый однополосный сигнал можно представить выражением:

i= I_mнcos (w-W)t + I_mб coswt,

или:

i= I_mб[m₁cos (w-W)t+coswt)] , (5.5)

где m₁— отношение амплитуд колебаний несущей I_mн и боковой I_mб двухтонового сигнала (рис.5.4^а и 5.4^б), т.е. .

Из рис.5.4^а видно, что огибающая такого сигнала описывается формулой:

i_Ω= ,

или:

i_W = I_mб …(5.6)

По этому закону изменяются огибающие всех меняющихся со звуковой частотой составляющих напряжений и токов в усилителе мощности однополосного сигнала. Из (5.6) видно, что максимальное значение огибающей равно:

I_Ωmax = I_mб= I_mб (1+m₁) …(5.7)

При сигнале класса Н3Е, когда m₁=1, I_Ωmax=2I_mб, т.е. максимальное значение огибающей в этом случае равно амплитуде однотонового сигнала (рис.5.4^а и 5.4^б).

Постоянная составляющая огибающей однополосного двухтонового сигнала, или – что правильнее – ее среднее значение за период низкой частоты, отличаются от постоянной составляющей огибающей при амплитудной модуляции, где она неизменна и равна амплитуде колебаний в режиме несущей частоты. Среднее значение огибающей при двухтоновом однополосном сигнале определяется выражением:

I_τ= I_mб , (5.8)

Рис.5.4

Значения интеграла Y(m₁) в зависимости от величины m₁ приведены на рис.5.5.

При двухтоновом сигнале класса Н3E m₁=1 и cредние значения всех составляющих напряжений и токов, меняющихся во времени со звуковой частотой, определяются формулой:

I_τ = I_mб … (5.9)

Колебательная мощность двухтонового сигнала за период высокой частоты равна:

Р _~= ,

где Т_в — период высокой частоты w_, i — мгновенное значение тока, которое описывается (5.5). Подставляя сюда (5.5) и интегрируя, получим:

Р_~в = P_~б (1+m₁²+2m₁cosWt), …(5.10)

где Р_~б – мощность колебаний боковой частоты за период высокой частоты:

P_~б= … (5.11)

Мощность, отдаваемая в нагрузку за период низкой частоты (средняя мощность), равна:

Р_~τ= Р_~б. …(5.12)

После интегрирования получим:

Р_~τ= Р_~б(1+) …( 5.12’)

Рис.5.5

Из (5.10) следует, что пиковая мощность однополосного сигнала равна:

Р_~max = P_{~ б}(1+m₁)² , …(5.13)

а средняя мощность за период низкой частоты с учетом (5.13):

Р_~τ= Р_~б(1+)= Р_~max …(5.14)

При сигнале класса Н3Е, когда m₁=1:

Р_~max = 4P_~б , … ( 5.13’)

а

Р_~τ= 2Р_~б = 0,5 Р_~max … ( 5.14’)

Здесь P_~max представляет собой мощность однотонового сигнала с амплитутудой I_a1max = 2I_аmб – максимальной амплитудой первой гармоники анодного тока лампы, допускаемой ее колебательной характеристикой (рис.5.4^в), Р_~б – мощность колебаний боковой частоты, которая определяется (5.11).

По аналогии с (5.12) полная мощность, потребляемая лампой от источника питания, средняя за период низкой частоты, равна:

P_0τ= = E_aI_б0Y₁(m₁), …(5.15)

где Y₁(m₁)=Y(m₁)/p (рис.5.5).

Согласно рис.5.4 I_a0max= I_б0(m₁+1), т.е. I_б0= , тогда:

P_0τ= = E_aI_а0maxY₁(m₁)/(1+m₁). ( 5.15’)

При m₁=0 I_аmax= I_б ,а I_н=0 имеет место однополосный сигнал без несущей

(сигнал класса J3E).

Потери на аноде, средние за период низкой частоты, определяется выражением:

P_aτ = P_0τ – P_~τ,

Величина P_~τ определяется (5.14), а P_0τ – ( 5.15’).

Можно показать, что при двухтоновом сигнале класса Н3Е, когда m₁=1, потери на аноде наибольшие. При m₁=1 I_аб0=0,5I_а0max (рис.5.4). При этом:

Р_0t =0,5E_aI_а0maxY₁(m₁) = 0,5Р_0maxY₁(m₁)= P_0max …(5.16)

Здесь P_0max – значение мощности, подводимой к аноду лампы при однотоновом сигнале. Принимая во внимание (5.16) и ( 5.14’), получим:

Р_аτ = 0,5(1,27Р_0max – P_~max) , (5.17)

Следует отметить, что расчет режима генераторной лампы всегда производится для однотонового сигнала, т.е. на мощность P_~max.

Средние за период низкой частоты потери на управляющей сетке равны:

P_gτ = P_g~τ – P_g0τ ,

где Р_g~t — средняя за период низкой частоты мощность возбуждения, Р_g0t –средняя за период низкой частоты мощность, рассеиваемая в источнике сеточного смещения. По аналогии с ( 5.14’) для сигнала класса h4E:

P_g~t= 0,5P_g~max ,

где P_g~max — мощность возбуждения при однотоновом сигнале.

Средняя за период низкой частоты мощность, рассеиваемая в источнике смещения, равна:

P_g0τI_g0τ

и по аналогии с (5.16) при сигнале класса Н3Е:

P_g0t= P_g0max.

Тогда:

P_gτ=0,5(P_g~max–P_g0max) …(5.18).

При использовании тетрода средняя мощность рассеяния на экранной сетке при сигнале класса Н3Е определяется формулой:

P_g2t=Е_g2I_g20τ,

где Е_g2— напряжение на экранной сетке, а I_g20τ – среднее значение постоянной составляющей экранного тока. Принимая во внимание (5.9), получим:

P_g2t=Е_g2I_g20τ

Так как I_g20τ=0,5I_g2max, где I_g20max – постоянная составляющая экранного тока при однотоновом сигнале, то

P_g2t=Е_g2I_g20max ,

или:

P_g2t = ×P_g2max =0,637 P_g2max , …(5.19)

где P_g2max – мощность, рассеиваемая на экранной сетке при однотоновом сигнале.

Мощности тепловых потерь на электродах лампы не должны превышать допустимых значении.

5.6. Принципы расчета усилителей мощности однополосного сигнала

При проектировании усилителей мощности однополосного сигнала следует иметь в виду, что важнейшим требованием к этим усилителям является обеспечение наименьшего уровня нелинейных искажений.

В оконечных каскадах усилителей однополосного сигнала мощностью более 5кВт используют тетроды, которые, во-первых, обладают высоким коэффициентом усиления по мощности, что позволяет сократить число каскадов ВЧ-тракта, и, во-вторых, эти лампы работают с малыми токами управляющей сетки и даже без сеточного тока.

Номинальную мощность лампы Р_лном передатчиков, которые должны длительное время работать при максимальной мощности (например, при одноканальной передаче сигналов классов Н3Е, А1А и др.) выбирают из условия Р_лном=(1,1÷1,4), где Р_1max – пиковая мощность однополосного сигнала, η_к— КПД колебательной системы ОК. В передатчиках, предназначенных для многоканальной работы, нормируют среднюю мощность выходного реального сигнала. «Средняя» амплитуда усиливаемого однополосного сигнала определяется статистическими параметрами передаваемых сообщений. Для речевого сигнала U_gср≈0,425U_gmax. Номинальная мощность лампы ОК должна быть равна Р_лном=, где Р_1ср≈0,18Р_1max . Критерием пригодности генераторной лампы в этом случае является выполнение неравенства Р_аср ≤ Р_адоп, где Р_аср – средняя рассеиваемая мощность на аноде лампы, а Р_адоп – допустимая мощность рассеяния на аноде.

Для обеспечения малого уровня нелинейных искажений анодное напряжение лампы выбирают ниже номинального – (0,8÷1)Е_аном. Электронный режим лампы должен быть недонапряженным, поэтому коэффициент использования по анодному напряжению в пиковом режиме ξ_max выбирают на (3÷10)% меньше значения ξ_кр. Напряжение на экранной сетке лампы Е_g2 выбирают так, чтобы при приемлемом значении электронного КПД (см.( 1.7’) и п.1.15.2«г») ток управляющей сетки лампы либо отсутствовал, либо был мал.

Точное значение оптимальной величины напряжения смещения на управляющей сетке лампы, Е_gopt, при котором уровень нелинейных искажений минимальный, может быть рассчитано только на ЭВМ. При приблизительном расчете Е_gopt для ламп с коротким нижним изгибом анодно-сеточных характеристик можно принять Е_gopt=, где — напряжение запирания, определенное по статической характеристике лампы i_a=f(e_g) при заданном анодном напряжении. Для ламп с малой проницаемостью D и протяженным нижним изгибом анодносеточных характеристик величина Е_gopt≠, и для определения Е_gopt используется метод, описанный в Приложении 3.

siblec.ru

БАЛАНСНЫЙ МОДУЛЯТОР

БАЛАНСНЫЙ МОДУЛЯТОР Для получения амплитудномоду-лированных колебаний с подавленной несущей в технике связи обычно используют диодные балансные и кольцевые модуляторы. Они отлично работают на сравнительно низких частотах, но на частотах выше 10 МГц у таких модуляторов ухудшается точность балансировки и соответственно подавление несущей. Это обусловлено трудностью подбора диодов с идентичными характеристиками и возрастающим на ВЧ вредным шунтирующим действием емкостей диодов. Предлагаемый балансный модулятор (Авторское свидетельство № 627560. бюллетень № 34 от 5.10.78) в значительной мере лишен этого недостатка. Он выполнен по Т-образной мостовой схеме (рис.1). Собственно Т-мост содержит симметричный высокочастотный трансформатор Т1 и два сопротивления Z1 и Z2. Они могут быть как активными, так и реактивными (индуктивными или емкостными). Коэффициент передачи (отношение выходного напряжения Uвых к напряжению, развиваемому генератором несущей G1) Т-моста равен нулю при условии Z1= =4Z2. Если сопротивление Z2 увеличить. на выходе моста Появляется напряжение, синфазное с напряжением генератора, поскольку будет преобладать ток в продольной ветви моста, содержащей Z1. Если же сопротивление Z2 уменьшить, то будет преобладать ток, текущий через левую (по схеме) половину обмотки трансформатора Т1 и поперечную ветвь — сопротивление Z2. На выходе в этом случае появится напряжение, наведенное в правой половине обмотки, и противофазное напряжению генератора. Таким образом изменяя в такт со звуковой частотой сопротивление одного из плеч моста, можно получить DSB сигнал. Рис.1 Практическая схема модулятора, работающего на несущей частоте 28 МГц, приведена на рис. 2. Сопротивлением продольной ветви 7.1 служит емкостное Рис.2 сопротивление конденсатора С1, а поперечной Z2 — емкостное сопротивление ва-рикапа V1. Напряжение смешения подается на варикап с подстроечного резистора R2, которым балансируют модулятор. Если у источника смещения с общим проводом соединен отрицательный вывод, то следует изменить включение варикапа на противоположное. Емкость конденсатора С/ должна быть в четыре раза меньше емкости варикапа при данном напряжении смешения. Когда на варикап воздействует звуковое модулирующее напряжение. его емкость изменяется и Т-мост разбалансируется в ту или другую сторону, обеспечивая амплитудную модуляцию с подавлением несущей. Напряжения несущей и звуковой частот подают на модулятор (генераторы G1 и G2. в принципе, могут быть включены как последовательно, так и параллельно). При этом входное сопротивление для звуковой частоты получается очень большим и достигает десятков мегаом. Благодаря этому модулятор можно подключать к любому высокоомному источнику НЧ сигнала G2, например RC фазовращателю (при конструировании фазового SSB возбудителя). Модулирующее напряжение можно подвести и по-другому: к верхнему выводу конденсатора С5, уменьшив его емкость до 1000…3000 пф во избежание завала высших звуковых частот. Входное сопротивление тогда будет равно сопротивлению резистора цепи смешения R1. Движок переменного резистора R2 следует соединить с общим проводом через конденсатор емкостью 0.1…10 мкф Входное сопротивление модулятора для генератора несущей частоты G/ значительно меньше. оно носит емкостный характер и составляет примерно 200 Ом. Рис.3 Разделительный конденсатор С2 препятствует попаданию звукового напряжения на выход модулятора. Для согласования модулятора с нагрузкой служит П-контур LIC3C4, настроенный на частоту сигнала. При номиналах конденсаторов, указанных на рис. 2, модулятор хорошо согласуется с высокоомной нагрузкой (усилительным каскадом, выполненным на лампе или полевом транзисторе). Для согласования с низкоомной нагрузкой следует использовать конденсатор С4 большей емкости, добиваясь максимальной отдачи мощности промодулированного сигнала. П-контур обеспечивает хорошую фильтрацию гармоник несущей с частотами 2f, 3f и т. д. Подстраивая этот контур, можно добиться и хорошей линейности модулятора. Нелинейные искажения при работе модулятора на активную нагрузку проявляются так: амплитуда выходного сигнала при отрицательной полуволне модулирующего напряжения (когда емкость варикапа возрастает) несколько больше, чем при положительной. Это эквивалентно появлению второй гармоники модулирующего сигнала. Возникновение искажений объясняется уменьшением внутреннего емкостного сопротивления модулятора при возрастании емкости варикапа. С ростом коэффициента модуляции т нелинейные искажения заметно увеличиваются (кривая 1 на рис. 3). Соответствующая осциллограмма выходного сигнала показана на рис. 4,а. Рис.4 Описанные искажения практически полностью устраняются при небольшой расстройке выходного контура вверх по частоте. когда его сопротивление приобретает индуктивный характер. При дальнейшей расстройке появляются аналогичные искажения (но уменьшается уже другая полуволна модулированного сигнала). Таким образом, подстраивая контур конденсатором СЗ, можно добиться очень малых нелинейных искажений (кривая 2 на рис. 3 и осциллограмма на рис. 4, б). При правильно настроенном контуре мгновенное значение коэффициента гармоник в худшем случае (амплитуда НЧ сигнала такова, что коэффициент модуляции т соответствует максимуму кривой 2 на рис. 3) не превышает 2…3%. Балансировка модулятора при подстройке контура не нарушается. В модуляторе можно применить варикап любого типа с номинальной емкостью не менее 30 пФ. Трансформатор Т1 намотан на .кольцевом сердечнике (типоразмер К8x4x2) из феррита М100НН и содержит 2х10 витков провода ПЭЛШО 0,25. Можно использовать и другие ферритовые кольцевые сердечники с проницаемостью от 30 до 400. Обе половины обмотки трансформатора наматывают одновременно двумя сложенными вместе проводами. Затем начало одного из них соединяют с концом другого, образуя средний вывод. Катушка LI содержит 20 витков такого же провода, намотанного на цилиндрическом каркасе (трубочке) диаметром 6 мм. Настройка модулятора несложна. Установив напряжение смещения на движке подстроечного резистора R2 около 6 В, грубо балансируют модулятор конденсатором С1 до минимуму сигнала несущей на выходе. Точная балансировка достигается подстройкой резистора R2. Затем, подав низкочастотный сигнал, наблюдают с помощью высокочастотного осциллографа форму выходного напряжения (см. рис. 4) на конденсаторе С4 я подстраивают выходной П-контур по максимуму амплитуды и минимуму искажений. Настроить модулятор можно и без осциллографа, прослушивая сигнал на связной приемник. Но и в этом случае подстройка элементов С1 и R2 ведется по минимуму несущей, а СЗ — по наилучшему качеству и громкости сигнала. Экспериментальная проверка модулятора производилась на частоте несущей 28 МГц. Амплитуда напряжения несущей частоты составляла 1 В, а низкочастотного сигнала — 4В. При этом была получена амплитуда выходного сигнала 0,35 В при подавлении несушей, по крайней мере на 30 дБ (минимальное значение, которое мог зарегистрировать автор своей измерительной аппаратурой). В заключение необходимо отметить, что модулятор можно использовать для получения не только DSB сигнала, но и обычного амплитудномодулированного, сильно разбалансировав его конденсатором С1 и. таким образом, восстановив несущую. В этом случае можно получить очень глубокую AM (практически 100%) с малыми искажениями. А.ПОЛЯКОВ (RA3AAE), г. Москви (Радио 9-81) БАЛАНСНЫЙ МОДУЛЯТОР НА ВАРИКАПАХ < Предыдущая   Следующая >ФАЗОВЫЙ МОДУЛЯТОР < Предыдущая   Следующая >

www.mic-ron.ru

Принципиальные схемы балансной и фазовой модуляции (балансной модуляции в режиме коммутации)

Балансно-модулированным колебанием называется амплитудно-модулированное колебание, в котором отсутствует колебание несущей частоты.

При модуляции гармоническим колебанием балансно-модулированное колебание определяется уравнением:

e(t)= m =0.5m m .

Для осуществления балансной модуляции применяется балансный модулятор, простейшая схема которого показана на рис. 2.9.3

Рис 2.9.3.Принципиальная схема балансного модулятора

 

На вход индуктора (вх.PЧ) подаётся сигнал несущей частоты , который через индуктивную связь поступает во входной колебательный контур, настроенный на эту частоту. Далее через разделительные конденсаторы сигнал высокочастотной несущей прикладывается к базам транзисторов модулятора.

В балансном модуляторе можно осуществить либо режим линейной модуляции, либо режим коммутации (переключений). На рис. 2.9.4 показаны временные диаграммы напряжений на выходе модулятора для этих режимов.

Рис. 2.9.4. Сигналы на выходе балансного модулятора в режимах:

а) линейной балансной модуляции и б) коммутации.

 

Модулирующее напряжение через индуктивность L прикладывается к базам транзисторов, включённым по схеме параллельного соединения усилительных каскадов с индуктивными нагрузками.

Через индуктивную связь и сигнал с индуктивных нагрузок передаётся в выходной колебательный контур.

Если вместо транзисторов в схеме балансного модулятора использовать диоды, то получим схему с коммутацией ВЧ колебаний. Эта схема может быть использована для реализации фазовой манипуляции при передаче дискретных сигналов (двоичных дискретных сигналов).

Рис. 2.9.5. Диодный балансный модулятор.

2.9.4.Принципиальная схема частотного модулятора

Рис. 2.9.6. Автогенератор с частотной модуляцией, реализуемой с помощью варикапа.

 

Изменение частоты автогенератора по закону модулирующего сигнала Вх ЗЧ осуществляется путем подачи на варикап В сигнала звуковой частоты. В зависимости от уровня прикладываемого напряжения изменяется емкость варикапа а, следовательно, частота автогенератора. Таким образом формируется сигнал с частотной модуляцией (ЧМ).

 

 

Принципиальные схемы демодуляторов сигналов

Демодулятор АМ сигналов

Рис. 2.10. 1. Демодулятор на полупроводниковом диоде.

Демодулятор АМ сигналов на полупроводниковом диоде работает следующим образом: на вход подается амплитудно-модулированное колебание U_вх. Полупроводниковый диод пропускает только положительные полупериоды АМ колебаний. Конденсатор С вместе с сопротивлением нагрузки выступает в роли интегратора, который интегрирует положительные полупериоды АМ сигнала и тем самым на нагрузке R выделяется низкочастотный сигнал (сообщение) λ(t).

Демодулятор ЧМ сигналов

Демодуляция ЧМ сигналов осуществляется с использованием частотных или фазочастотных дискриминаторов. Принципиальная схема фазочастотного дискриминатора показана на рисунке 2.10.2. Зависимость выходного напряжения от частоты в частотном дискриминаторе показана на рисунке 2.10.3.

Рис.2.10.2.Принципиальная схема фазочастотного дискриминатора.

 

Рис. 2.10.3. Зависимость выходного напряжения от частоты в дискриминаторе с расстроенными контурами.

 

 

Основной характеристикой частотного или фазочастотного дискриминатора является зависимость выходного напряжения от частоты.

Изменение (отклонение) частоты входного ЧМ сигнала преобразуется на выходе частотного дискриминатора в изменении амплитуды выходного напряжения. Таким образом осуществляется демодуляция ЧМ сигнала, т.е. выделяется оценка принятого сообщения λ(t).

Демодулятор ФМ сигналов

Рис. 2.10.4. Схема фазового демодулятора.

 

 

 

Рис. 2.10.5. Векторная диаграмма напряжений в фазовом детекторе.

 

 

Рис. 2.10.6. Зависимость выходного напряжения фазового детектора от

фазового сдвига между входными напряжениями.

 

Сравнение фаз принимаемого сигнала и опорного дает возможность выделить информационные посылки.

 

cyberpedia.su

Балансный модулятор | Техника и Программы

April 22, 2010 by admin Комментировать »

В гл. 15 описываются балансные модуляторы (рис. 15.3), выполняющие двойную функцию: модуляции несущей для полу­чения боковых полос и подавления этой несущей с тем, чтобы на выходе присутствовали только сигналы боковых полос. На рис. 6.7 показана схема балансного модулятора такого ти­па на двух р — n — р-транзисторах. Обратите внимание на то, что сигнал радиочастотной несущей прикладывается к обмотке L₄ трансформатора, обеспечивающего передачу сигнала на об­мотку L₃. Последняя обмотка включена последовательно с ис­точником напряжения питания. Поэтому радиочастотный вход­ной сигнал прикладывается в фазе к обеим базам транзисторов T₁ и Т₄. Следовательно, любой полупериод радиочастотного сигнала создает на обеих базах одинаковое изменение прямого смещения. Поэтому если, например, полярность напряжения на L₃ обратна прямому (отрицательному) смещению, действующе­му между базой и эмиттером, то уменьшение этого смещения уменьшает ток обоих коллекторов. Поскольку коллекторы тран­зисторов ti и Т₂включены по двухтактной схеме, их коллектор­ные токи проходят в направлениях, показанных на рис. 6.7 стрелками. Изменения токов в L₅ и L₆ равны и противополож­ны по знаку, вследствие чего изменения токов, представляющих радиочастотные сигналы, взаимно уничтожаются (предпола­гается, что схема сбалансирована, а транзисторы и конденсато­ры С₃ и С₄ являются идентичными).

Рис. 6.7. Балансный модулятор.

Вторичная обмотка L₂ входного трансформатора, через ко­торый подаются сигналы звуковых частот, имеет центральный отвод, поэтому к базам транзисторов прикладываются напря­жения, сдвинутые по фазе относительно друг друга на 180°, что свойственно двухтактной схеме.

Вследствие того что сигналы звуковых частот вызывают в транзисторах ti и Т₂изменения коллекторных токов, токи несу­щей частоты в каждом транзисторе модулируются. При этом возникают боковые частоты модуляции, резонансными схема­ми для которых являются контуры, образованные C₃L₅ и C₄L₆. Такие резонансные схемы имеют низкий импеданс для звуковых сигналов, поскольку частоты последних далеки от резонансных частот этих контуров, поэтому звуковые сигналы на выходе ос­лабляются. Вследствие подавления несущей на выходе системы балансного модулятора действуют только сигналы боковых по­лос модуляции.

Конденсаторы C₁ и С₂на входе представляют низкое реак­тивное сопротивление для радиочастотных сигналов, и поэтому через них осуществляется подача радиочастотных сигналов к базам транзисторов. Однако для сигналов звуковых частот, по­являющихся на обмотке L₂, эти конденсаторы обладают очень высоким реактивным сопротивлением, и поэтому сигналы не шунтируются.

nauchebe.net

No related posts.