Балансный смеситель и упч на полевых транзисторах – БАЛАНСНЫЕ СМЕСИТЕЛИ, ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ, МОДУЛЯТОРЫ, ПЕРЕМНОЖИТЕЛИ В УСТРОЙСТВАХ НА МИКРОСХЕМАХ

Балансный смеситель

Автор — Анатолий Белых (UA1OJ) 164500, г. Северодвинск, а/я 27. E-mail: ua1oj (at) atnet.ru Публикации на других сайтах только с письменного разрешения автора. Балансный смеситель Вы можете скачать эту статью в одном файле Создание современной аппаратуры для любительской радиосвязи — процесс творческий. Конструктор находится в состоянии постоянного поиска новых решений, позволяющих реализовать высокие требования, предъявляемые сложной электромагнитной обстановкой в эфире. При приеме слабых сигналов далеких корреспондентов среди огромного количества мощных помех от любительских, вещательных и коммерческих станций основным вопросом является реальная избирательность приемного тракта трансивера. В свою очередь реальная избирательность зависит от шумовых свойств радиоприемного устройства, линейности тракта приема и полосы пропускания. Для решения этого вопроса и создания аппаратуры, удовлетворяющей современным требованиям с высокой чувствительностью, избирательностью и большим динамическим диапазоном за последние несколько лет в радиолюбительской периодике было предложено не мало различных рекомендаций, основной мотив которых — «Все что можно изобрести — уже изобретено». Публиковались уже известные и типовые схемы узлов в различной их конфигурации. Очень часто в своих конструкциях авторы использовали канал полевого транзистора без подачи постоянного напряжения ‘сток-исток’ в качестве переменного резистора, управляемого напряжением на затворе. Этот принцип используется в различных ключах, аттенюаторах, регуляторах, пассивных смесителях. На суд читателей популярного издания предлагается очередной, но не традиционный подход к этому вопросу, суть которого заключается в использовании полевого транзистора в цепи отрицательной обратной связи усилительного элемента в смесителе. Однажды, много лет назад в журнале «Радио» [№1/1984, стр. 23] в рубрике «QUA» промелькнула схема смесителя на двух полевых транзисторах КП313. Эта схема не заслужено, обойдена вниманием радиолюбителей-конструкторов. Проведя ряд экспериментов на макете и в реальных конструкциях, удалось получить результаты, которые превзошли все ожидания. Каскады с использованием принципа, заложенной в этой коротенькой заметке, прекрасно работали в смесителях приемников прямого преобразования, SSB детекторах, балансных модуляторах. В дальнейшем схема претерпела изменения и дополнения и в одном из многих вариантов предлагается на рис. 1.   Рис.1 Балансный смеситель приёмного тракта. Преимущества данного смесителя перед ранее опубликованными схемами на диодах и полевых транзисторах в пассивном режиме заключаются в низком уровне собственных шумов, высокой чувствительности и более высоком коэффициенте преобразования (до +12дБ против -7,8дБ у пассивных смесителей). Этот фактор позволяет обойтись без применения УВЧ в тракте приема и тем самым расширить динамический диапазон по интермодуляционным составляющим третьего порядка. Приведенный здесь смеситель обладает чувствительностью не хуже 0,5мкВ и динамическим диапазоном по интермодуляционным составляющим третьего порядка, при измерении с разносом частот 10кГц, не хуже 106дБ. Подавление прямого канала ‘вход-выход’ не хуже 46дБ. Этот параметр во многом зависит от подбора пар транзисторов и симметрирования согласующего контура. При качественном изготовлении и настройке достигается уровень -56…-60дБ. Избирательность по соседнему каналу зависит от характеристик кварцевого фильтра. Данный смеситель изготовлен по балансной относительно сигнального входа схеме на двух биполярных СВЧ транзисторах КТ610А, в цепи отрицательной обратной связи по току, которых установлены два полевых транзистора КП307А. Для обеспечения оптимального режима работы на затворы этих транзисторов подается запирающее напряжение порядка -2,5V. Удвоенная частота гетеродина подается на вход делителя на 1/2 м/с КР1554ТМ2 (аналог м/с 74АС74). Применение этого триггера позволяет получить меандр, необходимый для ключевого режима полевых транзисторов, без использования дополнительного дифференциального усилителя. В коллекторную цепь транзисторов КТ610А включен контур, выполняющий функции симметрирования каскада и согласования сопротивлений смесителя и кварцевого фильтра. На выходе кварцевого фильтра также установлен контур, позволяющий наиболее оптимально согласовать фильтр с первым каскадом УПЧ. Следующим за кварцевым фильтром установлен прекрасно зарекомендовавший себя в различных конструкциях каскад усиления промежуточной частоты на малошумящем и дешевом двухзатворном полевом транзисторе КП327А. На второй затвор VT5 подается управляющее напряжение АРУ/РРУ. Рис. 2 В этом смесителе использованы резисторы МЛТ-0,125 и МЛТ-0,25 Конденсаторы КМ-4, КМ-5 и КМ-6, контура диаметром 6мм от телевизора «Юность». Сердечники из латуни М4х10. Дроссели L1 и L4 ДМ-0,1 и могут быть заменены на любые с индуктивностью 20-100мкГн и ток до 50-100мА. Вместо транзисторов КП307А можно использовать любые из серий КП302 или КП303. Хорошие результаты получались с транзисторами КП302Б. Вместо КТ610А можно использовать КТ368А, но при этом заметно снижается динамический диапазон. Не эквивалентной заменой КП327А являются транзисторы КП306 и КП350. В кварцевом фильтре можно применить любые малогабаритные резонаторы на частоты 5-9 МГц. При выборе значения промежуточной частоты необходимо учитывать чистоту спектра с учетом комбинационных составляющих продуктов преобразования в основном канале приема. Автором использовался восьмирезонаторный фильтр Чебышева из кварцев РГ05 на частоту 8867,238кГц. Эта статья рассчитана на подготовленного радиолюбителя-коротковолновика, умеющего пользоваться паяльником и измерительными приборами и способного испытать экспериментальную конструкцию в эфире. Если описанный здесь смеситель заинтересовал Вас и Вы готовы проверить все вышесказанное на практике, то автор может считать, что добился поставленной цели. Анатолий Белых (UA1OJ) 164500, г. Северодвинск, а/я 27. E-mail: ua1oj (at) atnet.ru

www.qrz.ru

Russian HamRadio — Смесители на полевых транзисторах.

Предлагаются к рассмотрению и обсуждению варианты схем смесителей, выполненных на полевых транзисторах, используемых в режиме управляемого сопротивления (без источника питания). Подобные смесители обладают рядом достоинств, позволяющих значительно расширить динамический диапазон приемников, особенно гетеродинных (прямого преобразования). При современной тяжелой помеховой обстановке в эфире важен большой динамический диапазон смесителя, позволяющий в значительной мере избавиться от перекрестных, интермодуляционных и тому подобных помех от мощных внеполосных сигналов, которые практически не ослабляются каскадами, установленными перед фильтром основной селекции. Если в УРЧ еще можно принять ряд мер, увеличивающих его линейность, то смесители чаще всего выполняются на нелинейных элементах (диодах, транзисторах), которые по самому принципу работы многих смесителей, преобразующих частоту, должны быть нелинейными. По этой причине динамический диапазон смесителя обычно хуже, чем УРЧ. Рис.1. Уже достаточно давно предложены и используются смесители на полевых транзисторах в режиме управляемого активного сопротивления, достоинства которых еще недостаточно оценены. Схема простейшего смесителя на одном полевом транзисторе показана на рис. 1. Сигнал со входного контура подается на исток транзистора, а сигнал ПЧ или НЧ (в гетеродинном приемнике) снимается со стока. Источника питания не требуется. Напряжение гетеродина подается на затвор транзистора и управляет сопротивлением канала. Известно, что при небольших напряжениях промежуток исток—сток (канал) полевого транзистора ведет себя как линейный резистор, независимо от полярности приложенного напряжения. В то же время сопротивление канала может изменяться в зависимости от напряжения затвор—исток, от десятков ом до многих мегом. Это и позволяет использовать полевой транзистор в смесителях как управляемый линейный элемент. К основным достоинствам смесителя относятся высокая чувствительность, поскольку по каналу транзистора не проходит ни ток питания, ни ток гетеродина, а только слабый ток сигнала, при этом транзистор шумит не многим сильнее обычного резистора с тем же сопротивлением, и высокая линейность, поскольку при небольшом входном напряжении проводимость канала не зависит от него. Кроме того, смеситель отличается малым проникновением сигнала гетеродина во входную цепь (только через небольшую емкость между затвором и каналом транзистора) и исключительно малой мощностью, требуемой от гетеродина, поскольку входное сопротивление по цепи затвора велико. Подобный простейший смеситель обеспечивает чувствительность около 1 мкВ (без УРЧ) и динамический диапазон порядка 65 дБ. Повысить динамический диапазон можно следующими классическими способами: перейти к балансной схеме, обеспечить работу смесителя в ключевом режиме и согласовать смеситель с нагрузкой в широкой полосе частот. Балансные схемы смесителей на полевых транзисторах родились из аналогичных схем на диодах, причем канал транзистора подключается вместо диода, а полярность последнего соответствует синфазному или противофазному подключению затвора к гетеродину. На рис. 2 показана схема балансного смесителя на двух полевых транзисторах. Сигнал подводится к истокам транзисторов синфазно, а гетеродинное напряжение к затворам — противофазно, что обеспечивает поочередное открывание транзисторов положительными полуволнами.   Рис.2. На стоках транзисторов сигналы ПЧ (НЧ) противофазны, что требует применения низкочастотного трансформатора Т2 (на всех схемах магнитопроводы трансформаторов ПЧ (НЧ) показаны сплошной линией, в отличие от ВЧ, где магнитопроводы показаны как магнитодиэлектрические). Смеситель сбалансирован как по гетеродинному, так и по сигнальному входам. Первое означает, что гетеродинное напряжение не попадает на сигнальный вход, поскольку две паразитные емкости затвор—канал подключены к противофазным выводам вторичной обмотки трансформатора Т1. Второе означает, что паразитные продукты преобразования, например, низкочастотные токи, возникшие из-за прямого детектирования входных сигналов, приложены к противофазным входам НЧ трансформатора и взаимно компенсируются. Рис.3. Другой вариант схемы простого балансного смесителя представлен на рис. 3. Здесь сигнал подается на каналы транзисторов противофазно, а напряжение гетеродина на затворы — синфазно. По-прежнему смеситель сбалансирован по гетеродинному напряжению. Менее очевидно, что смеситель сбалансирован и по прямому детектированию входных сигналов. Дело в том, что продукты прямого детектирования оказываются синфазными на стоках транзисторов (устройство действует как двухполупериодный выпрямитель) и компенсируются в НЧ трансформаторе Т2. К недостаткам описанных простых балансных смесителей относится неполное подавление побочных продуктов преобразования, в частности, вторых гармоник входного и гетеродинного сигналов. Рис.4. Наибольшую чистоту спектра обеспечивают двухбалансные смесители (аналоги кольцевых). Схема такого смесителя на четырех транзисторах дана на рис. 4. Смеситель требует трех симметрирующих трансформаторов, установленных на всех входах/выходах. Здесь поочередно проводят каналы транзисторов VT1, VT2 и VT3, VT4, соединяя выводы симметричных обмоток трансформаторов Т1 и ТЗ то напрямую (проводят VT1 и VT2), то скрещенно (проводят VT3 и VT4). Этот смеситель дает прекрасные результаты в супергетеродинных приемниках, обеспечивая чуть ли не максимально достижимый в настоящее время динамический диапазон. Разумеется, необходимо принимать все меры по повышению симметричности трансформаторов и подбору транзисторов с одинаковыми характеристиками. При использовании в гетеродинных приемниках смесители по схемам рис. 2—4 имеют крупный недостаток, связанный с наличием НЧ трансформатора, трудоемкого в изготовлении и подверженного различным наводкам, в том числе и сетевым с частотой 50 Гц. Не исключены и искажения, связанные с нелинейностью магнитных характеристик магнитопровода. Рис.5. НЧ трансформатор отсутствует в смесителе по схеме рис. 5, где на два транзистора входной и гетеродинный сигналы подаются противофазно. По сути, это транзисторный аналог двухдиодного балансного смесителя. Однако смеситель имеет недостатки, которые не сразу видны. Он не сбалансирован по гетеродинному входу. Противофазный сигнал гетеродина на затворах транзисторов просачивается через паразитные емкости на крайние выводы симметричной обмотки трансформатора Т1 и не компенсируется. Кроме очевидного вреда, вызванного излучением сигнала гетеродина через антенну, а именно создания помех другим близкорасположенным приемникам, это чревато приемом собственного сигнала, но уже промодулированного фоном переменного тока и другими помехами. Путей решения проблемы, по крайней мере, два. Первый состоит в добавлении нейтрализующих емкостей — конденсаторов С1 и С2, включенных перекрестно по отношению к паразитным емкостям транзисторов VT1 и VT2. Подстраивая их емкость, можно добиться значительного подавления сигнала гетеродина на входе. Это же полезно и при использовании смесителя в передающих трактах (ведь все описываемые пассивные смесители полностью обратимы), когда на НЧ вход подается звуковой сигнал, а с ВЧ входа снимается балансно про модулированный DSB сигнал.   Рис.6. Другой путь состоит в использовании транзисторного фазоинвертера вместо симметрирующего трансформатора Т1, см. рис . 6. На истоке и стоке транзистора VT1 выделяются равные и противофазные напряжения сигнала, которые и подаются через разделительные конденсаторы С2 и СЗ на истоки транзисторов смесителя VT2 и VT3. В гетеродинном приемнике конденсаторы должны иметь значительную емкость, поскольку через них проходят токи не только высокой, но и звуковой частоты. На месте VT1 можно использовать и биполярный транзистор, но у него хуже линейность и ниже входное сопротивление. Смеситель отличается высоким подавлением сигнала гетеродина на входе, чему способствует и противофазное подключение транзисторов смесителя к трансформатору Т1, и фазоинверсный входной каскад. Но и это устройство имеет недостаток: выходные сопротивления по цепи истока и стока каскада на транзисторе VT1 разные (первое ниже) и фазоинвертер, вообще говоря, несимметричен.   Рис.7. В балансном смесителе, показанном на рис. 7, проникновение сигнала гетеродина во входную цепь уменьшается из-за того, что параллельно транзисторам VT1, VT3 с n-каналом подключены транзисторы VT2, VT4 с р-каналом, а напряжение гетеродина с симметричной обмотки трансформатора Т2 подано на транзисторы разноименной проводимости противофазно. При этом на одной полуволне гетеродинного напряжения открываются транзисторы VT1 и VT2, а на другой — VT3 и VT4. Параллельное соединение каналов уменьшает сопротивление плеч смесителя в открытом состоянии, кроме того, улучшает линейность смесителя. Кстати, это давно используется в двунаправленных ключах КМОП логики. Использовать в смесителях упомянутые ключи можно, но, к сожалению, в элементах КМОП логики противофазный сигнал управления (гетеродинный) для р-канального транзистора образуется из сигнала, приходящего на затвор n-канального транзистора с помощью инвертера. Последний имеет довольно большое время задержки (порядка 50 не для МС серии К561), в результате чего появляется дополнительный фазовый сдвиг, ухудшающий работу смесителя на высоких частотах, в частности, не полностью устраняется прохождение гетеродинного сигнала на вход смесителя. В заключение рассмотрим работу весьма интересного и простого смесителя, предложенного специально для гетеродинных приемников (рис. 8). Рис.8. Он выполнен на двух одинаковых полевых транзисторах, каналы которых соединены параллельно, а на затворы поданы противофазные гетеродинные напряжения от симметричной обмотки трансформатора Т1. Транзисторы должны быть закрыты при нулевом напряжении на затворе и открываться только на пиках гетеродинного напряжения. В результате смеситель открывается дважды за период гетеродинного напряжения, а частота гетеродина выбирается вдвое ниже частоты сигнала. Это весьма выгодно, в частности, для УКВ приемников (требуется меньше ступеней умножения частоты) и вообще для всех гетеродинных приемников, так как «просочившийся» в антенную цепь сигнал гетеродина эффективно подавляется входным фильтром. Перспективно применение данного смесителя в синхронных гетеродинных УКВ приемниках, где крайне важно малое проникновение сигнала гетеродина во входные цепи. Однако этот смеситель сбалансирован только по гетеродинному входу, но не по сигнальному. Поэтому возможно паразитное прямое детектирование мощных мешающих сигналов на нелинейности перехода исток—сток транзисторов. М. Сыркин (UA3ATB)

qrx.narod.ru

SSB детектор, балансный смеситель, приёмник прямого преобразования

Высокочастотные интегральные ключи и мультиплексоры давно уже стали неотъемлемым атрибутом высококачественных смесителей в приёмниках прямого преобразования и SDR-ах.
А мультиплексор 74НС4053 и вовсе прочно вошёл в касту классиков жанра, как один из образцов, обладающий достойными характеристиками, приличным быстродействием, невысокой ценой и широкой доступностью для отоваривания.
Геннадий Брагин одним из первых применил этот мультиплексор в схеме балансного смесителя в своём ставшим популярным трансивере «YЕS-2002». Схема проста, не содержит дефицитных деталей и по силам даже малоопытному радиолюбителю.

Когда я открывал эту тему, я «зуб давал», что у такого Уважаемого радиолюбителя с большой буквы «У», автора многих конструкций, издателя сборника «Радиодизайн», не выгорит найти какие-то неточности и шероховатости — он сам у кого хочешь их найдёт, потом догонит и ещё раз найдёт, а потом подумает и опять… Ну, в общем, Вы понимаете.

Но нет, не боги горшки обжигают. По мере заполнения страницы и вникания в схему, пара моментов, всё-таки, вызвали у меня желание поделиться сомнениями.
Но сначала схема и кусок авторской статьи из журнала КВ и УКВ 2005 года.

«Сигнал с подчисточного кварцевого фильтра поступает на емкостной делитель входного контура ПЧ и далее на затвор истокового повторителя на КП302Б. Усиленный по мощности сигнал подается на общий вход двух противофазно управляемых МОП-ключей 74НС4053. Коммутация осуществляется с частотой опорного генератора. К выходам этих ключей подключен дифференциальный усилитель (половинка операционного усилителя К157УД2) и интегрирующие конденсаторы. Величины этих конденсаторов оказывают существенное влияние на качество выходного низкочастотного (продетектированного) сигнала.
Для снижения шумов и развязки от последующего каскада в УНЧ установлен ФНЧ третьего порядка, собранный на другой половине ОУ К157УД2. Крутизна спада АЧХ за частотой среза ЗкГц — примерно 18 дБ на октаву.

После необходимых в данном случае испытаний работа собранного детектора вызвала неподдельное удивление. Во-первых, (считаю это самым важным обстоятельством) выходной синусоидальный сигнал в полосе частот от единиц герц до самых высоких частот равномерен по амплитуде и обладает очень малыми нелинейными искажениями. На частоте 1кГц Кни

Кроме того, при подаче на вход детектора сигнала от ГСС с уровнем 0,5мкВ на выходе УНЧ хорошо слышен тональный сигнал при соотношении с/ш ~10дБ, что гарантирует присутствие в наушниках только шумов эфира, а не фоновое шипение каких-либо каскадов трансивера.
И самое последнее — высококачественный выходной сигнал получается без дополнительных регулировок, что и требуется при повторении. В целом получился SUPER-детектор (шутка).

Дополнительно на оставшейся неиспользованной паре ключей можно собрать хороший балансный SSB модулятор. «Опорник» уже имеется. В конечном итоге в схеме имеется задел для создания очень важного узла любого трансивера с отличными характеристиками».

На самом деле, при настройке входного контура на резонансную частоту, соответствующую середине диапазона принимаемых станций, и подаче на затворы полевого транзистора сигнала гетеродина, мы на выходе получаем готовый приёмник прямого преобразования с характеристиками, значительно превышающими популярные ППП на встречно-параллельных диодах.

Единственное, о чём надо позаботиться в суе — о согласовании входного контура с 50-омным сопротивлением антенны. Сделать это не сложно, увеличив соотношение значений емкостей С1 и C2 до 1/10.

Теперь о шероховатостях:
1. Верхний допустимый предел напряжения питания, подаваемого на 16 вывод микросхемы 74НС4053, по техническому описанию производителя составляет 10 В.
Вполне вероятно, что у автора она трудилась и при 12,5 В (судя по цифре, указанной на принципиальной схеме). И мало того, что трудилась, так ещё и обеспечивала более высокие показатели, как по быстродействию, так и по сопротивлению открытых каналов.
Но режим этот, скажу я Вам — не правильный, снижающий ресурс работы микросхемы, ставящий работоспособность устройства в зависимость от частоты опорного сигнала, окружающей температуры и разных других внешних факторов. Поэтому, вместо резистора R3, я бы посоветовал воткнуть маленький интегральный стабилизатор напряжения на 10 В.

2. Работа балансного выхода смесителя несколько разбалансируется различающимися нагрузочными сопротивлениями, коими являются сопротивления прямого и инверсного входов операционного усилителя. По прямому — входное сопротивление составляет величину R6+R9, по инвертирующему — R7.
Я бы рекомендовал использовать следующие номиналы резисторов: R6 = 91 Ом, R9 = 0,91 кОм, R7 = 1 кОм, R10 = 10 кОм.

 

vpayaem.ru

Линеаризованный активный смеситель — Сайт инженера Задорожного С.М.

Описываемый метод позволяет улучшить характеристики двухбалансного активного смесителя по интермодуляционным составляющим путем введения отрицательной обратной связи, снижая таким образом нелинейность активных элементов. В результате по своим характеристикам двухбаланснай активный смеситель становится сравним с такими ранее известными схемами^1,2 смесителей как кольцевой диодный смеситель и смеситель на мощных ключевых полевых транзисторах с изолированным затвором (MOSFET).

Введение

Смесители и модуляторы являются важной составной частью при построении радиочастотных систем связи. Для реализации таких необходимых в системах связи функций как преобразование частоты, модуляция и демодуляция применяется много различных схем смесителей, построенных с применением диодов, мощных ключевых полевых транзисторов с изолированным затвором (MOSFET), двух-затворных полевых транзисторов, а также разработанное в своё время Барри Джильбертом (Barrie Gilbert) и очень популярное так называемое «транзисторное дерево» или «Джильбертовская ячейка» (Gilbert Cell). Но во всех этих схемах нелинейность используемых полупроводниковых приборов, прямо или косвенно, вызывает искажения при взаимодействии в смесителе двух или более различных сигналов – феномен, известный профессионалам как возникновение интермодуляционных искажений (IMD – intermodulation distortion).

Источники возникновения интермодуляционных искажений — это предмет отдельной дискуссии, которой много уделено внимания в специальной литературе, и продолжение которой не является предметом данной статьи. Точнее, вниманию читателя будет предложено краткое обсуждение двух наиболее известных схем построения смесителей, таких как кольцевой диодный смеситель и «транзисторное дерево», для выявления их основных характеристик и последующего сравнения с упомянутой ранее новой схемой смесителя с отрицательной обратной связью, в котором неискаженность полезного сигнала может быть достигнута путем применения несложной схемотехники отрицательной обратной связи, известной по схеме транзисторного усилителя с параллельной отрицательной обратной связью по напряжению, существенно улучшающей характеристики смесителя по интермодуляционным составляющим 3-го порядка (IIP₃) и точке компрессии (P_1dB).

Кольцевой диодный смеситель

Кольцевые диодные смесители стали применяться с началом широкого использования полупроводниковых диодов в конце 1940-х годов и нелинейность их характеристики сразу стала очевидной^3,4. Этот феномен до сих пор продолжает быть объектом пристального изучения в специальной литературе ^5,6,7.

Построение кольцевого диодного смесителя класса I иллюстрирует схема на рис.1. Здесь четыре диода соединены в кольцо и попеременно переключаются в состояние «ВКЛ.» и «ВЫКЛ.» подаваемым с гетеродина (local oscillator – LO) сигналом.

Рис.1. Типичный кольцевой диодный смеситель класса I.

Требуемая для нормальной работы такого смесителя мощность сигнала гетеродина обычно составляет +7 dBm, для схем кольцевых диодных смесителей последующих классов требуемая мощность сигнала гетеродина достигает +17 dBm и более, что обусловлено стремлением к более высоким качественным показателям по интермодуляционным составляющим.

С целью последующего сравнительного анализа рассмотрим качественные характеристики по интермодуляционным составляющим и точке компрессии распостраненного кольцевого диодного смесителя класса I типа SBL-1, производимого фирмой Mini-Circuits. Этот смеситель пользуется широкой популярностью среди разработчиков-радиолюбителей, а его коммерческий «двойник» SBA-1 распостранён ещё более широко, поэтому и был выбран для данного исследования.

По условиям тестирования уровень сигнала гетеродина частотой 10 МГц составлял требуемые +7 dBm, а на другой вход смесителя поступали два сигнала с частотами 500 кГц и 510 кГц. Эти частоты были выбраны исходя из рабочего диапазона частот смесителя SBL-1 и так же будут использоваться для последующего сравнительного тестирования других схем смесителей.

Качественные параметры смесителя SBL-1 иллюстрирует рис.2, а их численные значения сведены в табл.1.

Рис.2. Интермодуляционные искажения кольцевого диодного смесителя SBL-1, 10 dBm/дел.

Это объективно типичные характеристики кольцевого диодного смесителя класса I, но, как будет показано ниже, более высокие уровни IIP₃— и P_1dB-параметров могут быть достигнуты при значительно меньшей мощности сигнала гетеродина в активном смесителе, построенном на базе двух усилителей с отрицательной обратной связью.

Табл.1.

Сигнал	Частота	Уровень
Входные сигналы:
f1	500 кГц	-9 dBm
f2	510 кГц	-9 dBm
Сигнал гетеродина:
fLO	10 МГц	+7 dBm
Выходные сигналы:
fLO+f1	10500 кГц	-14 dBm
fLO+f2	10510 кГц	-14 dBm
fLO+2f1-f2	10490 кГц	-56 dBc
fLO+f1-2f2	9480 кГц	-56 dBc
Gain		-5 dB
IIP3		+19 dBm
P1dB		-4.5 dBm

Смеситель на мощных ключевых полевых транзисторах с изолированным затвором (MOSFET)

Рис.3. Кольцевой смеситель на мощных полевых транзисторах с изолированным затвором.

В высококачественных кольцевых смесителях вместо диодов используются ключевые полевые транзисторы с изолированным затвором (MOSFET). Типовая схема такого смесителя представлена на рис.3.

Для смесителей этого типа характерна точка пересечения по продуктам интермодуляции 3-го порядка (input intercept points — IIP₃) выше +40 dBm, но ценой очень высокого уровня мощности сигнала гетеродина, обычно +17 dBm и выше, что на практике часто мешает их применению в портативной радиоаппаратуре. Однако по своим характеристикам он превосходит кольцевой диодный смеситель класса III.

В профессиональной и радиолюбительской литературе^{8,9,10,11,12,13,14} очень широко обсуждается тема построения кольцевых смесителей на мощных ключевых полевых транзисторах и довольно затруднительно уделить этой теме достаточно внимания не отвлекаясь собственно от цели данной статьи.

Смеситель по схеме «транзисторное дерево»

На рис.4 приведена функциональная схема смесителя типа «транзисторное дерево». Первоначально запатентованный в 1966-м году Ховардом Джонсом (Howard Jones) как синхронный детектор¹⁵, этот очень популярный активный смеситель известен больше как «Джильбертовская ячейка» (Gilbert Cell), в соответствии с более поздним патентом и использованием этой схемы в качестве базовой при построении аналоговых перемножителей¹⁶. Этот смеситель по своему построению является производной семейства ламповых синхронных демодуляторов¹⁷.

Рис.4. Смеситель по схеме «транзисторное дерево», известный также как «Джильбертовская ячейка» (Gilbert Cell).

Здесь входной сигнал промежуточной частоты (IF) через трансформатор T₂ противофазно управляет дифференциальным источником тока на транзисторах VT₂ и VT₅. Для стабилизации коэффициента преобразования смесителя в широком диапазоне уровней входного сигнала, а также для снижения влияния нелинейности транзисторов VT₂ и VT₅ в эмиттеры и между ними включены резисторы последовательной отрицательной обратной связи по току R₄..R₆.

Выходные токи дифференциального источника тока, то есть коллекторные токи транзисторов VT₂ и VT₅, противофазно коммутируются транзисторами дифференциальных пар VT₁:VT₃ и VT₄:VT₆, попеременно переключаемыми в состояние «ВКЛ.» и «ВЫКЛ.» сигналом, подаваемым с гетеродина LO через трансформатор T₁. Коллекторы транзисторных пар взаимно крест-накрест соединены, поэтому, благодаря суммированию токов на резисторах нагрузки R₃ и R₇, сигналы гетеродина и промежуточной частоты подавляются, а продукты их смешения, в том числе полезный радиосигнал RF, выделяются на первичной обмотке трансформатора T₃.

С целью проверки характеристик показанный на рис.4 смеситель был собран на производимой фирмой Harris микросхеме CA3054 (теперь её производит фирма Intersil — прим. переводчика), содержащей два идентичных дифференциальных усилителя. При напряжении питания равном +12 В и сопротивлении резисторов R₄..R₆ равном 100 Ом (использовалась резисторная сборка из трёх резисторов) напряжение на базах транзисторов VT₂ и VT₅ было установлено равным +2.1 В, при этом коллекторный ток смещения этих транзисторов составил 15 мА. Напряжение на базах транзисторов VT₁, VT₃, VT₄ и VT₆ было установлено равным +4.7 В. Таким образом рабочая точка транзисторов VT₂ и VT₅ оставалась на линейном участке их характеристики во всём диапазоне уровней входного сигнала¹⁸. Все трансформаторы T₁, T₂ и T₃ содержали по четыре витка трифилярной обмотки на сердечнике типа Fair-Rite 2843-002-402 (бинокуляр-трансфлюктор). При соотношении обмоток 1:1:1 входные и выходной импедансы смесителя составляют 50 Ом.

Условия тестирования смесителя были такими же, как и для кольцевого диодного смесителя, за исключением уровня сигнала гетеродина, который составлял 0 dBm (1 мВт). Этот уровень был установлен для всех рассматриваемых в данной статье активных смесителей, вполне удовлетворительно работающих и при таких низких уровнях сигнала гетеродина как -6 dBm (0.25 мВт).

Рис.5 и табл.2 иллюстрируют качественные характеристики смесителя по схеме «транзисторное дерево». Точка компрессии P_1dB характеристики такого смесителя расположена выше, чем у кольцевого диодного смесителя, а точка пересечения по интермодуляционным составляющим 3-го порядка (IIP₃) — ниже. Однако, несмотря на тот факт, что требуемый для работы смесителя типа «транзисторное дерево» уровень сигнала гетеродина существенно ниже чем для кольцевого диодного смесителя, его качественные характеристики по уровню интермодуляционных искажений уступают кольцевому диодному смесителю незначительно.

Рис.5. Интермодуляционные искажения смесителя по схеме «транзисторное дерево», 10 dBm/дел.

Табл.2.

Сигнал	Частота	Уровень
Входные сигналы:
f1	500 кГц	-7 dBm
f2	510 кГц	-7 dBm
Сигнал гетеродина:
fLO	10 МГц	0 dBm
Выходные сигналы:
fLO+f1	10500 кГц	-5.5 dBm
fLO+f2	10510 кГц	-5.5 dBm
fLO+2f1-f2	10490 кГц	-42.5 dBc
fLO+f1-2f2	9480 кГц	-42.5 dBc
Gain		-1.5 dB
IIP3		+17.5 dBm
P1dB		+4.5 dBm

Долгое время считалось, что основным препятствием для получения в смесителе по схеме «транзисторное дерево» более высоких характеристик по уровню вносимых интермодуляционных искажений являются управляющие транзисторы VT₂ и VT₅, работающие как управляемые напряжением источники тока.^19,20 Для коррекции этого недостатка успешно использовался ряд методов, описанных в литературе.^19,21,22 Но все эти методы игнорируют другие источники интермодуляционных искажений, такие как нелинейность коэффициента передачи тока h_fe управляющих транзисторов, а также нелинейность характеристик четырех переключающих их ток транзисторов VT₁:VT₃ и VT₄:VT₆. Эти недостатки могут быть преодолены применением цепи комбинированной последовательно-параллельной отрицательной обратной связи (series/shunt feedback), охватывающей все транзисторные узлы смесителя, по аналогии с транзисторными усилительными каскадами.

Усилитель с комбинированной последовательно-параллельной отрицательной обратной связью (series/shunt feedback)

На рис.6 приведена схема транзисторного усилителя с комбинированной последовательно-параллельной отрицательной обратной связью (ООС).

Рис.6. Транзисторный усилительный каскад с комбинированной последовательно-параллельной отрицательной обратной связью.

Последовательная ООС (series feedback) образована резистором R₂, включенным в эмиттерную цепь транзистора VT₁. Параллельная ООС (shunt feedback) образована резистором R₁, включенным между коллектором и базой транзистора VT₁.

Входное и выходное сопротивление такого усилителя определяется соотношением^23,24:

[1]

а коэффициент усиления по мощности:

[2]

Такая топология отрицательной обратной связи позволяет простыми средствами повысить линейность транзисторного усилителя и, кроме того, легко реализуема в схеме смесителя типа «транзисторное дерево».

Линеаризованный активный смеситель с ООС (вариант 1)

Схема линеаризованного активного смесителя по схеме «транзисторное дерево», охваченного глубокой ООС, приведена на рис.7. Первый линеаризованный «усилитель» с комбинированной последовательно-параллельной ООС образован путем включения отдельных резисторов параллельной ООС (shunt feedback) R₂:R₃ между коллекторами транзисторов ключевой транзисторной пары VT₁:VT₃ и базой управляющего транзистора VT₂ через развязывающий конденсатор C₁. Последовательная ООС (series feedback) образована цепью из трех резисторов R₅:R₉:R₁₃. В результате «усиливаемый» сигнал промежуточной частоты IF, который подавляется в базовой схеме «транзисторного дерева», здесь выделяется как синфазный на резисторах нагрузки и через цепь параллельной ООС R₂:R₃:C₁ подается в базу управляющего транзистора VT₂. В то же время сигналы гетеродина LO и результирующей радиочастоты RF на базе транзистора VT₂ подавляются. Таким образом схема работает как усилитель только для сигнала промежуточной частоты IF, и поскольку цепь комбинированной последовательно-параллельной ООС охватывает все три транзистора, то вносимые ими искажения, обусловленные их нелинейностью, компенсируются.

Рис.7. Схема линеаризованного активного смесителя (вариант 1).

Аналогично вторая транзисторная пара VT₄:VT₆ со вторым управляющим транзистором VT₅ и соответствующими цепями параллельной и последовательной ООС образуют второй линеаризованный «усилитель». Заметим, что три резистора R₅:R₉:R₁₃ играют ту же роль, что и резистор R₂ в схеме на рис.6 и выражениях [1] и [2].

Выходной трансформатор T₃ подключен к коллекторам транзисторов транзисторных пар VT₁:VT₃ и VT₄:VT₆ через четыре 100-омных резистора R₇:R₈:R₁₀:R₁₁ таким образом, что сигналы с частотой гетеродина LO и промежуточной частоты IF на его первичной обмотке подавляются и на выходе смесителя присутствуют только продукты их смешения.

Для тестирования линеаризованного таким образом активного смесителя была собрана схема из таких же элементов, что и предыдущая схема смесителя, с теми же режимами по постоянному току. При сопротивлении резисторов параллельной ООС R₂, R₃, R₁₅ и R₁₆ равном 330 Ом входное и выходное сопротивление обоих «усилителей» было примерно по 100 Ом, а усиление каждым «усилителем» сигнала промежуточной частоты IF составило около +6.7 dB.

Рис.8. Интермодуляционные искажения линеаризованного активного смесителя (вариант 1), 10 dBm/дел.

Табл.3.

Сигнал	Частота	Уровень
Входные сигналы:
f1	500 кГц	-3 dBm
f2	510 кГц	-3 dBm
Сигнал гетеродина:
fLO	10 МГц	0 dBm
Выходные сигналы:
fLO+f1	10500 кГц	-10 dBm
fLO+f2	10510 кГц	-10 dBm
fLO+2f1-f2	10490 кГц	-49 dBc
fLO+f1-2f2	9480 кГц	-49 dBc
Gain		-7 dB
IIP3		+21.5 dBm
P1dB		+5.5 dBm

Приведенные на рис.8 и в табл.3 результаты тестирования показывают, что, по сравнению с рассмотренным ранее смесителем типа «транзисторное дерево», схема которого изображена на рис.4, собранный по приведенной на рис.7 схеме линеаризованный активный смеситель с комбинированной ООС имеет более высокие характеристики по уровню вносимых интермодуляционных искажений и превосходит кольцевой диодный смеситель SBL-1 фирмы Mini-Circuits при существенно меньшем уровне сигнала гетеродина LO. Несколько страдает точка компрессии P_1dB, — это вызвано неполным подавлением сигнала гетеродина LO на коллекторах транзисторов VT₁:VT₃ и VT₄:VT₆, что приводит к слишком раннему их насыщению. Происходит это из-за четырех 100-омных резисторов R₇:R₈:R₁₀:R₁₁ в перекрестии между коллекторами этих транзисторов, тогда как в смесителе «транзисторное дерево» на рис.4 соответствующие коллекторы транзисторов соединены друг с другом непосредственно и сигнал гетеродина на них подавляется практически полностью. Кроме того, эта цепь из резисторов вносит излишнее затухание выходного сигнала — около 6 dBm. Этого недостатка удалось избежать путем совмещения выходных сигналов смесителя не на резисторах, а с помощью так называемого «гибридного» трансформатора.

Совмещение сигналов с помощью «гибридного» трансформатора

Гибридные трансформаторы^25,26,27 (известные также как мостовые трансформаторы или симметричные трансформаторы) ранее широко применялись в телефонных усилителях, но с использованием соответствующих ферромагнитных материалов легко нашли свое применение и в высокочастотных схемах.

В схеме на рис.9 гибридный трансформатор используется для выделения разностного сигнала из двух сигналов с синфазной составляющей. Имеющие синфазную составляющую сигналы подаются на противоположные выводы первичной обмотки трансформатора, которая имеет отвод от середины и изолирована от вторичной. При таком включении синфазная составляющая появляется на средней точке первичной обмотки трансформатора, а разностный сигнал выделяется на его вторичной обмотке. Происходит это потому, что ток в первичной обмотке протекает только при разном потенциале на противоположных выводах обмотки.

Рис.9 Выделение разностного сигнала при помощи «гибридного» трансформатора.

Пусть первичная и вторичная обмотки такого трансформатора имеют по 2N и M витков соответственно. Тогда для согласования с нагрузкой значения сопротивлений в схеме на рис.9 должны быть связаны следующими соотношениями:

[3]

[4]

Использование для совмещения выходных сигналов в схеме смесителя на рис.7 цепи из четырех резисторов R₇:R₈:R₁₀:R₁₁ привело к уменьшению коэффициента передачи смесителя на 6 dBm. Применение для той же цели гибридного трансформатора сводит эти потери на нет, поэтому, говоря о такой топологии схемы, часто используют термин «lossless» (т.е. «без потерь» или «без затуханий»).

Линеаризованный активный смеситель без потерь полезного сигнала (вариант 2)

На рис.10 приведена схема линеаризованного активного двухбалансного смесителя, в котором для совмещения выходных сигналов применена lossless-топология с использованием гибридных высокочастотных трансформаторов. Схема содержит два одинаковых балансных активных смесителя, поэтому достаточно рассмотреть работу одного из них.

Рис.10. Линеаризованный активный смеситель (вариант 2).

Для начала представим себе, что смеситель в целом нагружен по выходу RF на сопротивление нагрузки R_L (на схеме не показан). Тогда приведенное значение сопротивления нагрузки для каждого из составляющих его балансных смесителей будет равно 2R_L. При этом, если обмотки гибридных трансформаторов T₃ и T₄ выполнены с соотношением количества витков 1:1:1, то сопротивление в средней точке их первичной обмотки также будет составлять 2R_L, а сопротивление на концах этой обмотки будет равно 4R_L.

Периодическое противофазное переключение транзисторов VT₁ и VT₃ сигналом гетеродина LO модулирует коллекторный ток транзистора VT₂, создавая тем самым дифференциальный сигнал в первичной обмотке трансформатора T₃. Сопротивление нагрузки в коллекторной цепи транзистора VT₂ — величина постоянная, эквивалентная параллельно соединенным сопротивлениям в коллекторных цепях транзисторов VT₁ и VT₃ и равная сопротивлению в средней точке гибридного трансформатора, т.е. 2R_L. Таким образом и в этой схеме можно реализовать «усилитель» с комбинированной последовательно-параллельной ООС (series/shunt feedback).

Предположим, что вторичные обмотки обоих выходных гибридных трансформаторов друг от друга отсоединены и нагружены каждая на свое сопротивление нагрузки. В этом случае напряжения на коллекторах четырех транзисторов VT₁, VT₃, VT₄ и VT₆ определяются соответственно выражениями [5], [6], [7] и [8]:

[5]

[6]

[7]

[8]

где:

A_IF — амплитуда сигнала промежуточной частоты;
G — определяемый выражением [2] коэффициент усиления «усилителя»;
— значение частоты гетеродина;
— значение промежуточной частоты;
I_bias — коллекторный ток смещения транзистора VT₂.

Крайнее правое слагаемое в равенствах [5] и [6] представляет собой дифференциальный сигнал несущей гетеродина в первичной обмотке трансформатора T₃. Он эквивалентен сигналу в первичной обмотке трансформатора T₄, но противоположен по фазе (равенства [7] и [8]). Баланс этих двух сигналов, при соответствующем соединении вторичных обмоток этих двух трансформаторов (см. рис.10), обеспечивает эффективное подавление сигнала гетеродина и выделение продуктов смешения, в том числе полезного радиосигнала RF, на выходе смесителя. В идеальном случае (т.е. при отсутствии потерь) выражения, описывающие напряжения на коллекторах тех же четырех транзисторов, принимают следующий вид:

[9]

[10]

[11]

[12]

Восстановленные сигналы промежуточной частоты на средних точках первичной обмотки выходных гибридных трансформаторов T₃ и T₄ описываются выражениями:

[13]

[14]

а сигнал на выходе смесителя описывается выражением:

[15]

которое, при условии равенства M=N, принимает вид:

[16]

Схема для тестирования была собрана, опять таки, из таких же элементов, что и предыдущая схема смесителя, с теми же режимами по постоянному току. Два гибридных трансформатора T₃ и T₄ имели такую же конструкцию, что и входные трансформаторы T₁ и T₂, и при соотношении обмоток 1:1:1 содержали по четыре витка трифилярной обмотки на сердечнике типа Fair-Rite 2843-002-402. Поэтому входное и выходное сопротивление каждого из балансных смесителей составляло по 100 Ом. Соответственно, с учетом параллельного соединения вторичных обмоток трансформаторов T₃ и T₄, входное и выходное сопротивление смесителя составляет 50 Ом.

Тестировалась схема на рис.10 при тех же частотах и уровне сигнала гетеродина, что и предыдущая. Рис.11 и табл.4 иллюстрируют качественные показатели смесителя. В результате того, что уровень продуктов интермодуляции третьего порядка составил -53 dBc, точка пересечения IIP₃ выходит соответственно на вполне удовлетворительный уровень +29.5 dBm. Также и точка компрессии P_1dB поднялась до +10.5 dBm. Таким образом, использование в схеме гибридного трансформатора позволило сконструировать активный смеситель, соперничающий по своему низкому уровню интермодуляционных искажений с кольцевым диодным смесителем III-го класса, но требующий при этом гораздо меньшей мощности сигнала гетеродина.

Рис.11. Интермодуляционные искажения линеаризованного активного смесителя (вариант 2), 10 dBm/дел.

Табл.4.

Сигнал	Частота	Уровень
Входные сигналы:
f1	500 кГц	+3 dBm
f2	510 кГц	+3 dBm
Сигнал гетеродина:
fLO	10 МГц	0 dBm
Выходные сигналы:
fLO+f1	10500 кГц	0 dBm
fLO+f2	10510 кГц	0 dBm
fLO+2f1-f2	10490 кГц	-53 dBc
fLO+f1-2f2	9480 кГц	-53 dBc
Gain		-3 dB
IIP3		+29.5 dBm
P1dB		+10.5 dBm

Чувствительность к реактивной нагрузке

Такой аспект оценки качества смесителей, как чувствительность к частотнозависимой нагрузке, требует специального рассмотрения. При разработке радиопередающей и радиоприемной аппаратуры для подавления зеркальных и паразитных каналов при преобразовании частоты чаще всего все-таки требуется фильтрация выходного сигнала смесителя, например, с помощью фильтра сосредоточенной селекции. Кольцевые диодные смесители и кольцевые смесители на мощных полевых транзисторах с изолированным затвором (MOSFET) печально известны своей чувствительностью к сопротивлению нагрузки и требуют тщательного согласования с ней, и в то же время в активных смесителях в самом худшем случае несогласованной нагрузки высокое внутреннее сопротивление активного смесителя гасит амплитуду нежелательных сигналов.

Ввиду вышесказанного был собран полосовой фильтр сосредоточенной селекции с центральной частотой 10.7 МГц и полосой пропускания 500 кГц, схема которого приведена на рис.12. Измеренное собственное затухание фильтра составило 5.5 dB и учитывалось в результатах последующих измерений.

Рис.12. Полосовой фильтр на 10.7 МГц для проверки смесителей на чувствительность к реактивной нагрузке.

Из приведенных в табл.5 результатов измерений видно, что кольцевой диодный смеситель SBL-1 в самом деле очень чувствителен к подключению на его выходе вместо чисто активной согласованной нагрузки узкополосного фильтра промежуточной частоты: точка пересечения по продуктам интермодуляции третьего порядка IIP₃ при этом падает на 11.5 dB, а точка компрессии P_1db на 3 dB. Активные смесители, все без исключения, показали по существу меньшую чувствительность к частотнозависимой нагрузке, точка компрессии P_1db при этом осталась на прежнем месте, а точка пересечения по продуктам интермодуляции третьего порядка IIP₃ упала не более чем на 1 dB во всех трех случаях.

Табл.5.

	Кольцевой диодный смеситель SBL-1	Активный смеситель по схеме «транзисторное дерево»	Линеаризованный активный смеситель с ООС (вариант 1)	Линеаризованный активный смеситель с ООС (вариант 2)
Согласованная активная нагрузка:
P1db	-4.5dBm	+4.5dBm	+5.5dBm	+10.5dBm
IIP3	+19dBm	+17.5dBm	+21.5dBm	+29.5dBm
Полосовой фильтр на рис.12 в качестве нагрузки:
P1db	-7.5dBm	+4.5dBm	+5.5dBm	+10.5dBm
IIP3	+7.5dBm	+16.5dBm	+20.75dBm	+28.5dBm

В полученных результатах нет ничего удивительного. В случае с кольцевым диодным смесителем энергия сигнала с ненагруженного выхода отражается обратно в диодную схему, где она может затем взаимодействовать с нелинейностью диодных переходов. И напротив, отраженная обратно в активный смеситель энергия сигнала гасится в сопротивлениях нагрузки переключающих транзисторов, а нелинейные переходы база-эмиттер оказываются изолированными из-за малых коэффициентов обратной передачи тока транзисторов.

Заключение

Итак, активный смеситель с цепью комбинированной последовательно-параллельной ООС показал такие качественные характеристики, которые являются желательными и при разработке высококачественных радиочастотных приемопередающих систем. Дальнейшие усовершенствования, включая использование альтернативных топологий отрицательной обратной связи, имеющее целью улучшение шумовой характеристики смесителя, позволят получить смеситель с очень широким динамическим диапазоном, не требующий чрезмерных уровней мощности от гетеродина.

©Christopher Trask, 1998.

Перевод ©Задорожный Сергей Михайлович, 2006г.

Литература:

1. Trask, Chris, «Feedback Technique Improves Active Mixer Performance»; RF Design, September 1997.
2. Patent pending.
3. Belevitch, V., «Non-Linear Effects in Ring Modulators»; Wireless Engineer, Vol.26, May 1949, p.177.
4. Tucker, D. G., «Intermodulation Distortion in Rectifier Modulators»; Wireless Engineer, June 1954, pp.145-152.
5. Gardiner, J.G., «An Intermodulation Phenomenon in the Ring Modulator»; The Radio and Electronics Engineer, Vol.39, No.4, April 1970, pp.193-197.
6. Walker, H.P., «Sources of Intermodulation in Diode-Ring Mixers»; The Radio and Electronics Engineer, Vol.46, No.5, May 1976, pp.247-253.
7. Maas, Stephen A., «Two-Tone Intermodulation in Diode Mixers»; IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, Vol.MTT-35, No.3, March 1987, pp.307-314.
8. Evans, Arthur D.(ed), «Designing with Field-Effect Transistors»; McGraw-Hill/Siliconix, 1981.
9. Rohde, Ulrich L., «Recent Developments in Circuits and Techniques for High-Frequency Communications Receivers»; Ham Radio, April 1980, pp.20-25.
10. Rohde, Ulrich L., «Key Components of Modern Receiver Design»; QST, May 1994, pp.29-31 (pt.1), June 1994, pp.27-31 (pt.2), July 1994, pp.42-45 (pt.3).
11. Rohde, Ulrich L., «Recent Advances in Shortwave Receiver Design»; QST, November 1992, pp.45-55.
12. Rohde, Ulrich L., «Performance Capability of Active Mixers»; Ham Radio, March 1982, pp.30-35 (pt.1), April 1982, pp.38-44 (pt.2).
13. Rohde, Ulrich L., «Performance Capability of Active Mixers»; Proceeding WESCON 81, pp.24/1-17.
14. Rohde, Ulrich L. and T.T.N. Bucher, «Communications Receivers: Principles and Design, 1st ed.»; McGraw-Hill, 1988.
15. Jones, Howard E., «Dual Output Synchronous Detector Utilizing Transistorized Differential Amplifiers»; U.S.Patent 3.241.078, 15 March 1966.
16. Gilbert, Barrie, «Four-Quadrant Multiplier Circuit»; U.S.Patent 3.689.752, 5 September 1972.
17. Schuster, N.A., «A Phase-Sensitive Detector Circuit Having High Balance Stability»; The Review of Scientific Instruments, Vol.22, No.4, April 1951, pp.254-255.
18. Sullivan, Patrick J. and Walter H. Ku, «Active Doubly Balanced Mixers for CMOS RFICs»; Microwave Journal, October 1997, pp.22-38.
19. Chadwick, Peter, «The SL6440 High Performance Integrated Circuit Mixer»; WESCON 1981 Conference Record, Session 24, pp.2/1-9.
20. Chadwick, Peter, «More on Gilbert Cell Mixers»; Radio Communications, June 1998, p.59.
21. Heck, Joseph P., «Balanced Mixer With Improved Linearity»; U.S. Patent 5.548.840, 20 August 1996.
22. Gilbert, Barrie, «The MICROMIXER: A Highly Linear Variant of the Gilbert Mixer Using a Bisymmetric Class-AB Input Stage»; IEEE Journal of Solid-State Circuits, Vol.32, No.9, September 1997, pp.1412-1423.
23. Meyer, Robert G., Ralph Eschenbach, and Robert Chin, «Wide-Band Ultralinear Amplifier from 3 to 300 MHz»; IEEE Journal of Solid-State Circuits, Vol. SC-9, No. 4, Aug 1974, pp. 167-175.
24. Ulrich, Eric, «Use Negative Feedback to Slash Wideband VSWR», Microwaves, October 1978, pp. 66-70.
25. Gross, Tom, «Hybrid Transformers Prove Versatile in High-Frequency Applications», Electronics, March 3, 1977, pp. 113-115.
26. Sartori, Eugene F., «Hybrid Transformers», IEEE Transactions on Parts, Materials, and Packaging (PMP), Vol. PMP-4, No. 3, September 1968, pp.59-66.
27. Bode, Hendrik W., «Coupling Networks», U.S. Patent 2,337,965, December 28, 1943.
28. Yousif, A.M. and J.G. Gardiner, «Distortion Effects in a Switching-Diode Modulator with Tuned Terminations», Proceedings of the IEE, Vol. 119, No. 2, February 1972, pp. 143-148.

Original text:

Trask, Chris, “A Linearized Active Mixer”, Proceedings RF Design 98, San Jose, California, October 1998, pp. 13-23. Скачать >>

sezador.radioscanner.ru

Двухзатворные полевые транзисторы в смесителе приёмника прямого преобразования

Р/л технология

Главная  Радиолюбителю  Р/л технология

---

Входе проведения экспериментов со смесителями на полевых транзисторах КП305 большинство из них вышли из строя по причине их высокой чувствительности к статическому электричеству. Поэтому было решено провести эксперименты со смесителями на двухзатворных полевых транзисторах BF960, BF961, BF964S зарубежного
производства и отечественных КП327А. Особенность этих транзисторов — наличие в цепях затворов встроенных защитных диодов, поэтому они устойчивы к статическому электричеству.

Схема смесителя диапазона 80 метров на одном транзисторе показана на рис. 1. Здесь гетеродин работает на частоте, вдвое меньшей принимаемой. Это позволило существенно ослабить излучение сигнала гетеродина (до 80 дБ) и практически избавиться от фона переменного тока, обусловленного таким излучением. Без УВЧ чувствительность приёмника с таким смесителем может достигать 0,3 мкВ. Динамический диапазон приёмника — около 100 дБ. Мощность сигнала гетеродина при этом невелика, смеситель начинает работать при напряжении сигнала гетеродина 0,3 В.

Рис. 1. Схема смесителя диапазона 80 метров на одном транзисторе

Сигналы диапазона 80 метров выделяет двухконтурный фильтр L1C2L2C3. Так как межэлектродные ёмкости транзистора малы, оказалось возможным его непосредственное подключение ко второму контуру. Сток и исток можно поменять местами, без заметного ухудшения качества приёма.

В этом смесителе можно применить любой из перечисленных выше полевых транзисторов. Трансформатор Т1 намотан на кольцевом магнитопроводе К10х6х4 из феррита 400НМ втрое сложенным проводом ПЭЛ 0,2, число витков — от 12 до 18. Катушки L1 и L2 намотаны виток к витку проводом ПЭЛ 0,2 на общем каркасе диаметром 5 мм и содержат по 42 витка. Расстояние между катушками — 4 мм, каждую подстраивают «своим» подстроечником.

Применив в смесителе простые фазовращатели на RC-элементах [1] и хороший ЗЧ-фильтр, можно сделать SSB-приёмник прямого преобразования с подавлением ненужной боковой полосы. Схема такого смесителя показана на рис. 2. И хотя подавление ненужной боковой полосы не столь велико, как в приёмнике трансивера прямого преобразования «Пилигрим» [2], здесь сохранено основное достоинство таких приёмников — простота и малое число элементов. ВЧ-фазовращатель собран на элементах R1 и C1, а НЧ-фазовращатель — на элементах R2, R3, C4, C5 и Т3. Их совместная работа обеспечивает подавление ненужной боковой полосы от 10 до 40 дБ.

Рис. 2. Схема смесителя с фазовращателем на RC-элементах и ЗЧ-фильтром

Трансформатор Т1 намотан на кольцевом магнитопроводе К10х6х4 из феррита 400НМ вдвое сложенным проводом ПЭЛ 0,2, число витков — 20. Конструкция трансформатора Т2 аналогична конструкции трансформатора Т1 в предыдущем смесителе. В качестве трансформатора Т3 использован выходной трансформатор (первичная обмотка) от УЗЧ карманного приёмника. Его можно намотать на магнитопроводе К16х8х4 из феррита 2000НН. Обмотка содержит 500 витков вдвое сложенного провода ПЭЛ 0,1. Так как избирательность приёмника прямого преобразования зависит в основном от качества фильтра ЗЧ, не стоит на нём экономить.

Собрав предложенные смесители, вы будете приятно удивлены громкостью и качеством приёма. Диодные смесители здесь просто «отдыхают». За месяц наблюдений на диапазоне 80 метров на приёмники прямого преобразования с описанными выше смесителями и без УВЧ, с антенной «наклонный луч» длиной 20 м были приняты радиолюбительские радиостанции всех районов, за исключением 7-го и 0-го.

Предложенные смесители обратимы и могут быть использованы для формирования сигнала на передачу, необходимо лишь подобрать уровни сигналов ЗЧ и ВЧ.

Литература

1. Поляков В. Т. Радиолюбителям о технике прямого преобразования. — М.: Патриот, 1990.

2. ПИЛИГРИМ трансивер прямого преобразования. — URL: http://www.cqham.ru/ forum/showthread.php?4635 (14.03.18).

Автор: Александр Федотов (RV6AT, ex UA6AHX), г. Темрюк Краснодарского края

Дата публикации: 22.06.2018

Мнения читателей

• Владимир / 04.09.2018 — 05:54
  Прекрасная идея.НО вызывает сомнение динамический диапазон в 100дб. Как у этого смесителя обстоят дела с прямым детекированием АМ сигнала? Кстати. думаю , что такой смеситель можно использовать и супергетеродинах……..
• Эдуард / 27.08.2018 — 10:33
  Автор прямо прочитал мои мысли! Я тоже думал об аналогичном включении двухзатворого полевика в смесителе. Обязательно использую такое решение в приёмнике на 10 метров! Спасибо, Александр и 73! Эдуард ex UA0IBF

Вы можете оставить свой комментарий, мнение или вопрос по приведенному вышематериалу:

www.radioradar.net

Простые супергетеродинные приемники на двухзатворных полевых транзисторах. Часть 1

 Современные двухзатворные полевые транзисторы (ДПТ), например импортные серий BF9xx, доступны и дешевы, имеют малые шумы и большую крутизну,  относительно малый разброс параметров и при этом хорошо защищены от статики. Смесители на ДПТ получаются исключительно простые и эффективные, типовая схема включения показана на рис.1.

Напряжение сигнала подается на первый затвор, а напряжение гетеродина плавного диапазона (ГПД)  – на второй. Максимальный динамический диапазон (по интермодуляции — порядка 70дБ, по блокированию – более 90дБ) получается при близком к нулю напряжении смещения на затворах. Высокое выходное сопротивление (порядка 10-20кОм)  очень хорошо согласуются с широко распространенными магнитострикционными ЭМФ на частоты порядка 500 кГц, а малый ток стока (порядка 1-1,5мА) позволяет применить непосредственное включение обмотки возбуждения ЭМФ. При этом довольно большая крутизна преобразования (примерно 1,5…2мА/В) позволяет получить высокую чувствительность даже без УПЧ.  Высокое входное сопротивление по обоим входам также существенно упрощает сопряжение с преселектором и ГПД.

На  основе этих смесителей, используя завалявшийся в тумбочке маловостребованный дисковый электромеханический фильтр (ЭМФ) на 500кгц со средней полосой пропускания, за пару часов неспешной, в удовольствие, работы с паяльником автором был сделан очень простой как по схеме, так и наладке, достаточно чувствительный и помехоустойчивый  супергетеродин. Приятно отметить, что и в наши дни создание простых радиоприемников для наблюдений за любительскими станциями привлекательно для многих радиолюбителей, о чем свидетельствует  большой интерес, проявленный коллегами в процессе обсуждения на форуме [1]. Это и побудило меня разработать на одной и той же основе несколько вариантов КВ приемников, чтобы показать насколько простыми могут быть схемные решения при использовании ДПТ.

  Приемник наблюдателя с ЭМФ на 80м.

Это самый простой (базовый) однодиапазонный вариант супергетеродинного приемника. Его принципиальная схема представлена на рис.2.

Входной сигнал любительского диапазона 80 м (полоса частот 3,5…3,8 МГц) величиной не менее 1 мкВ поступает  на регулируемый аттенюатор 0R1, выполненный на сдвоенном потенциометре. По сравнению с одиночным потенциометром подобное решение обеспечивает бОльшую глубину регулировки  ослабления ( более 60дБ) во всем КВ диапазоне, что позволяет обеспечить оптимальную работу приемника практически с любой антенной. Далее сигнал  поступает на входной двухконтурный диапазонный полосовой фильтр (ДПФ), образованный катушками индуктивности LI, L2 и конденсаторами С2, С3, С5, С6 с внешнеемкостной связью через конденсатор С4. Показанное на схеме подключение к первому контуру через емкостной делитель С2С3 рекомендуется для низкоомной антенны (четвертьволновый “луч” длиной около 20 м, диполь или “дельта” с фидером из коаксиального кабеля).  Для  высокоомной антенны в виде отрезка провода длиной значительно меньше четверти длины волны выход аттенюатора 0R1 подключают к выводу платы Х1, соединенному с первым контуром (L1С2C3) входного фильтра через конденсатор С1. Способ подключения каждой антенны подбирают экспериментально по максимальной громкости и качеству приема.

Схема этого двухконтурного ПДФ оптимизирована под сопротивление антенны 50 ом и сопротивление нагрузки (R4) 200ом, При этом его коэффициент передачи за счет трансформации сопротивлений составляет примерно +3дБ, что обеспечивает  реализацию высокой чувствительности – не хуже 1 мкВ. В виду того, что с приемником может  применяться антенна любой, случайной длины, да и при регулировке аттенюатором сопротивление источника сигнала на входе ПДФ может меняться в широком диапазоне, чтобы получить в таких условиях достаточно стабильную АЧХ, по входу ПДФ установлен согласующий резистор R1. В качестве катушек применены готовые  малогабаритные дроссели стандартных номиналов, которые дешевы, уже широко доступны и, главное, можно отказаться от столь нелюбимых многими начинающими радиолюбителями самодельных катушек.

Выделенный ДПФ сигнал величиной не менее 1,4 мкВ подается на первый затвор полевого транзистора VT1. На второй его затвор поступает через конденсатор С7 напряжение гетеродина величиной порядка 1…3 Вэфф. Сигнал промежуточной частоты (500 кГц), являющийся разностью частот гетеродина и сигнала, величиной порядка 25…35 мкВ выделяется в цепи стока смесителя контуром, образованным индуктивностью обмотки ЭМФ Z1 и конденсаторами С12С15. Развязывающие цепочки R11C11 и R21C21 защищают общую цепь питания смесителей от попадания в нее сигналов гетеродина, промежуточной  и звуковой частоты.

Первый гетеродин приемника выполнен по схеме емкостной трехточки (вариант Клаппа) на транзисторе VT2. Контур гетеродина составлен из катушки индуктивности L3 и конденсатора С8,С9,С10. Частоту гетеродина можно перестраивать (с некоторым запасом по краям) в диапазоне 4000-4300 кГц конденсатором переменной емкости (КПЕ) 0С1. Резисторы R2,R5 и R7 определяют и жестко задают (за счет глубокой ООС) режим работы транзистора по постоянному току, чем и обеспечивается высокая стабильность частоты. Резистор R6 улучшает спектральную чистоту (форму) сигнала. Питание обоих гетеродинов +6в стабилизировано интегральным стабилизатором DA1. Цепочки R10C14С16 и R12C17 защищают общую цепь питания обоих гетеродинов и развязывают их друг от друга.

Основную селекцию сигналов в приемнике выполняет ЭМФ Z1 с полосой пропускания 2,75 кГц со средней полосой пропускания. В зависимости от типа примененного ЭМФ селективность по соседнему каналу (при расстройке на 3 кГц выше или ниже полосы пропускания) достигает 60…70дБ. С его выходной обмотки, настроенной конденсаторами С19, С22 в резонанс на промежуточную частоту, сигнал поступает на детектор, который выполнен по схеме, аналогичной первому смесителю, на полевом транзисторе VT4. Его высокое входное сопротивление позволило получить минимально возможное затухание сигнала в ЭМФ основной селекции (порядка 10-12дБ), поэтому на первом затворе величина сигнала составляет не менее 8…10 мкВ.

Второй гетеродин приемника выполнен на транзисторе VT3 почти по такой же схеме, что и первый, только вместо индуктивности применен керамический резонатор ZQ1. В этой схеме генерация колебаний возможна только при индуктивном сопротивлении цепи резонатора, т.е. частота колебаний находится между частотами последовательного и параллельного резонансов.  Нередко в подобных приемниках во втором гетеродине используют довольно дефицитный комплект —  кварцевый резонатор на 500 кГц и ЭМФ с верхней полосой пропускания. Это удобно, но заметно удорожает приемник. В нашем приемнике в качестве частотозадающего элемента применен широко распространенный керамический резонатор на 500кГц от пультов ДУ, имеющий достаточно  широкий межрезонансный интервал ( не менее 12-15кГц). Подстройкой емкости конденсаторов С23,С24 второй гетеродин легко «тягается» по частоте в диапазоне, как минимум 493-503 кГц  и, как показал опыт, при исключении прямых температурных воздействий  обеспечивает достаточную для практики стабильность частоты. Благодаря этому свойству, для нашего приемника подходит практически любой ЭМФ со средней частотой около 500 кГц и полосой пропускания 2,1…3,1 кГц[2]. Это может быть, скажем, ЭМФ-11Д-500-3,0В или ЭМФДП-500Н-3,1 или ФЭМ-036-500-2,75С, использованный автором, с буквенными индексами В, Н, С. Буквенный индекс указывает, какую боковую полосу относительно несущей выделяет данный фильтр — верхнюю (В) или нижнюю (Н), или же частота 500 кГц приходится на середину (С) полосы пропускания фильтра. В нашем приемнике это не имеет значения, поскольку при налаживании частоту второго гетеродина устанавливают на 300 Гц ниже полосы пропускания фильтра, и в любом случае будет выделяться верхняя боковая полоса. Требуемую частоту второго гетеродина для конкретного ЭМФ с полосой пропускания П (кГц) можно определить по простейшим формулам

– для ЭМФ с верхней полосой F=500кГц,

— со средней полосой F(кГц)=499,7 — П/2,

— с нижней полосой F(кГц)=499,4 — П.

Напряжение сигнала второго гетеродина частотой около 500 кГц (в авторском экземпляре 498,33 кГц) и величиной порядка 1,5…3 Вэфф  поступает на второй затвор VT4 и в результате преобразования спектр однополосного сигнала переносится с ПЧ в область звуковых частот. Коэффициент преобразования (усиления) детектора примерно 4.

Выделенный вторым смесителем на резисторе R17 сигнал звуковой частоты величиной порядка  30-40 мкВ проходит через трехзвенный ФНЧ с частотой среза примерно 3кГц, образованный цепью С26,R19,С27,R20,С29. Очищенный от паразитных продуктов преобразования  и остатков сигнала второго гетеродина сигнал поступает через разделительный конденсатор С28 на вход УЗЧ (вывод 3 DA2), сделанный на основе популярной LM386N-1[3]. Для получения требуемой чувствительности и обеспечения эффективной работы АРУ, коэффициент усиления УЗЧ повышен до 500 благодаря включению цепи R22,С30 в цепи ООС. Нагрузка УЗЧ  — регулятор громкости подключается через дополнительный однозвенный ФНЧ (R25,С37) с частотой среза примерно 3кГц, дополнительно снижающий внеполосные шумы, что заметно повышает комфортность прослушивания эфира на современные широкополосные малогабаритные динамики или низкоомные телефоны, например компьютерные мультимедийные.

Усиленный УЗЧ сигнал детектируется диодами VD1,VD2 , и управляющее напряжение АРУ поступает в цепь затвора регулирующего VT5.

Как только величина регулирующего напряжение превысит пороговое (примерно 1В), транзистор открывается и образованный им совместно с резистором R20 делитель напряжения  за счет отличных пороговых свойств такого регулятора весьма эффективно стабилизирует выходной сигнал звуковой частоты на уровне примерно 0,65-0,7 Вэфф, что соответствует максимальной выходной мощности примерно 60 мВт, а на 16омном – 30 мВт и приемник будет достаточно экономичным. При такой мощности современные импортные динамики с высоких КПД  способны озвучить трехкомнатную квартиру, а вот для некоторых отечественных динамиков может показаться маловато, тогда можно повысить в 2 раза порог АРУ, установив в качестве VD1,VD2 красные светодиоды, при этом питание УНЧ нужно будет поднять до 12 В.
В режиме покоя или при работе на высокоомные головные телефоны приемник довольно экономичен — потребляет порядка 12 мА. При максимальной громкости звучания подключенной к его выходу динамической головки сопротивлением 8ом потребляемый ток может достигать 45 мА,      Блок питания годится любой промышленного изготовления или самодельный, обеспечивающий стабилизированное напряжение +9…12 В при токе не менее 50 мА.

Для автономного питания удобно применять  батарейки, размещенные в специальном контейнере или аккумуляторы. Например, аккумулятора на 8,4 В размером с «Крону» и емкостью 200мА/час хватает более чем на 3 часа прослушивания эфира на динамик  при средней громкости, а при применении высокоомных телефонов – более 10 часов.

Все детали приемника, кроме разъемов, переменных резисторов и КПЕ, смонтированы на плате  из одностороннего фольгированного стеклотекстолита размером 45х160мм. Чертеж платы со стороны печатных проводников приведен на рис. 3,

а расположение деталей – на рис.4.

Скачать чертёж печатной платы в формате lay.

Транзисторы VT1,VT4 могут быть любой из серий BF961, BF964, BF980, BF981 или отечественные  КП327. Для некоторых из этих транзисторов может потребоваться подбор истоковых резисторов до получения тока стока 1…2 мА.

Для гетеродинов подойдут импортные общецелевые транзисторы n-p-n типа 2SC1815, 2N2222 или отечественные КТ312, КТ3102, КТ306, КТ316 с любыми буквенными индексами. Полевой транзистор VT1 2N7000 может быть  заменен аналогами BS170, BSN254, ZVN2120a, КП501а. Диоды VD1,VD2 1N4148 можно заменить на любые кремниевые КД503, КД509, КД521, КД522.

Постоянные резисторы — любого типа мощностью рассеивания 0,125 или 0,25 Вт. Детали, устанавливаемые навесным монтажом на шасси (см. рис.8), могут быть любого типа. Потенциометры 0R1 – сдвоенный, может иметь сопротивление 1-3,3кОм, 0R2 – 47-500 Ом. Конденсатор настройки 0С1 — желательно малогабаритный с воздушным диэлектриком с максимальной емкостью не менее 240пФ.  При отсутствии такого конденсатора можно использовать малогабаритный КПЕ транзисторного радиовещательного приемника. Конечно, конденсатор настройки полезно было бы оснастить простейшим верньером с замедлением 1:3… 1:10.

Керамические контурные конденсаторы малогабаритные керамические термостабильные (с малым температурным коэффициентом емкости (ТКЕ) — групп ПЗЗ, М47 или М75) КД, КТ, КМ, КЛГ, КЛС, К10-7 или аналогичные импортные (дисковые оранжевые с черной точкой или многослойные с нулевым ТКЕ — МР0). Триммеры CVN6 фирмы BARONS или аналогичные малогабаритные. С26, С29 желательно термостабильные пленочные, металлопленочные например серий МКТ, МКР и аналогичные. Остальные керамические блокировочные и электролитические – любого типа импортные малогабаритные.

Для намотки гетеродинной катушки L3 использован готовый каркас с ферритовым подстроечником 600НН и экраном от стандартных контуров ПЧ 465 отечественных транзисторных радиоприемников (в частности, от радиоприемника “Альпинист”), для которого формула расчета количества витков для получения требуемой индуктивности равно W=11*SQRT(L[мкГн]), в нашем случае для получения 8,2мкГц требуется 31 виток провода диаметром 0,17-0,27мм.

После намотки катушки равномерно в 3х секциях  внутрь каркаса ввинчивают подстроечник, и затем эта конструкция заключается в алюминиевый экран, при этом штатный цилиндрический магнитопровод не используют.

Вообще, в качестве каркаса самодельных катушек любые доступные радиолюбителю, разумеется с соответствующей корректировкой печатных проводников:

— очень удобны и термостабильны  импортные от контуров ПЧ 455кГц, подобные примененному в [3], подстроечником которого служит ферритовый горшок, имеющий резьбу на наружной поверхности и шлиц под отвертку, количество витков для получения требуемой индуктивности равно W=6*SQRT(L[мкГн]), в этом случае для получения 8,2мкГц требуется 17 витков провода диаметром 0,17-0,27мм.

— для популярных броневых сердечников типа СБ12а формула расчета количества витков для получения требуемой индуктивности равно W=6,7*SQRT(L[мкГн]), в этом случае для получения 8,2мкГц требуется 19 витков провода диаметром 0,17-0,27мм.

— если использованы готовые каркасы диаметром 7,5мм с подстроечниками СЦР и экранами от контуров ПЧ блоков цветности телеприемников, то при длине намотки 8мм (при малом числе витков намотку ведем виток к витку, а при большом числе витков —  в навал) формула расчета количества витков для получения требуемой индуктивности равно W=14*SQRT(L[мкГн]), в этом случае для получения 8,2мкГц требуется 40 витков провода диаметром 0,17-0,27мм.

Как уже отмечалось выше, в ПДФ в качестве катушек индуктивности применены стандартные импортные малогабаритные дроссели типа ЕС24 и аналогичные.  Разумеется, если приобрести  готовые дроссели требуемой индуктивности проблематично,  можно применить и в ПДФ самодельные катушки, рассчитав число витков по приведенным выше формулам. И наоборот, если возникнут трудности с намоткой самодельных катушек, в качестве L3 также можно применить готовый импортный дроссель 8,2мкГ.  Наш коллега Г.Глухов (RU3DBT) при изготовлении этого приемника пошел таким путем (рис.5) и отмечает вполне удовлетворительную стабильность частоты ГПД[1].

В качестве дросселя L4 годится  любой готовый индуктивностью в пределах 70-200мкГн, но можно применить и самодельный, намотав на ферритовом колечке диаметром 7-10мм проницаемостью 600-2000  20-30 витков (большее число витков соответствует меньшим значения диаметра и/или проницаемости).

Налаживание. Правильно смонтированный приемник с исправными деталями начинает работать, как правило, при первом же включении. Тем не менее, полезно провести все операции по наладке приемника в последовательности, изложенной ниже. Все регуляторы надо поставить в положение максимального сигнала, а сердечники катушек в L7, L8 в среднее положение. Сначала с помощью мультиметра, включенного в разрыв питания, проверяем, что потребляемый ток не превышает 12-15мА, в динамике должен прослушиваться  собственные шумы приемника. Далее, переключив мультиметр в режим измерения постоянного напряжения, измеряем напряжения на всех выводах микросхем DА1, DA2 – они должны соответствовать приведенным в таблице 1

 

Таблица 1

вывод	Напряжение,В	№вывода DA1	Напряжение,В
Исток VT1	0.25	1	6,0
Сток VT1	8,1	3	9,0
Исток VT4	0.25	№вывода DA2	Напряжение,В
Сток VT4	6,1	1	1,29
Эм. VT2	2.1	3	0
Кол. VT2	5,5	5	4,43
Эм. VT3	2,1	6	8,90

Проведем простейшую проверку общей работоспособности основных узлов.

При исправном УНЧ прикосновение руки к выводу 3 DA2 должно вызывать появление в динамике громкого, рычащего звука. Прикосновение руки к общей точке соединения С27R19R20 должно привести к появлению такого же по тембру звука, но заметно меньшей громкости – это включилась в работу АРУ.    Проверяем токи стоков ДПТ по падению напряжения на истоковых резисторах R9 и R16, если оно превышает 0,44 В, т.е.  ток стока ДПТ превышает 2мА, нужно увеличивая сопротивление истоковых резисторов  добиться уменьшения тока до уровня порядка 1-1,5мА.

Для установки расчетной частоты второго гетеродина снимаем технологическую перемычку (джампер) J2  и вместо нее к этому разъему подключаем частотомер. При этом VT4 выполняет функцию развязывающего (буферного) усилителя сигнала второго гетеродина, что практически полностью устраняет влияние частотомера на точность установки частоты. Это удобно не только на этапе налаживания, но в дальнейшем, в процессе эксплуатации, позволит проводить оперативный контроль, а при необходимости и подстройку, частот гетеродинов без полной разборки приемника. Требуемой частоты добиваемся подбором  С24 (грубо) и подстройкой триммера С23(точно). Возвращаем на место перемычку (джемпер) J2 и аналогично, подключив частотомер вместо технологической перемычки (джампера) J1 проводим проверку, а при необходимости и укладку (подстройкой индуктивности L3), диапазона перестройки ГПД, который должен быть не уже 3980-4320 кГц. Если диапазон перестройки ГПД окажется излишне широк, что вполне вероятно при использовании КПЕ с большей максимальной емкостью, последовательно с ним можно включить дополнительный растягивающий конденсатор, требуемую емкость которого надо будет подобрать самостоятельно.

Для настройки в резонанс входной и выходной обмоток возбуждения ЭМФ подают (через конденсатор емкостью 20…100 пФ) с ГСС на первый затвор транзистора VT1 немодулированный сигнал частотой, соответствующую середине полосы пропускания ЭМФ (в авторском варианте — 500 кГц) и подбором величины конденсаторов С12, С22 (грубо) и точной подстройкой триммерами С15, С19 по максимуму выходного сигнала. При этом, во избежание срабатывания АРУ, уровень сигнала ГСС поддерживают таким, чтобы сигнал на выходе УНЧ не превышал 0,4Вэфф. Как правило, для ЭМФ неизвестного происхождения  неизвестна даже ориентировочная величина резонансной емкости, а она,  в зависимости от  типа ЭМФ, может быть в пределах от 62 до 150пФ. Можно существенно облегчить настройку, если предварительно измерить индуктивность  обеих катушек ЭМФ, например, посредством простой приставки [4].

Тогда резонансную емкость для каждой катушки (а индуктивность их отнюдь не одинакова, разница может достигать 10%, так в моем экземпляре ЭМФ индуктивность составила  840 и 897мкГн) легко определим по формуле

С[пФ]=101320/L[мкГн].

Если  значения контурных элементов ПДФ соответствуют указанным на схеме с точностью не хуже +-5%, дополнительной настройки не требуется. При самодельных катушках  настройку ПДФ можно сделать по стандартной методике с использованием ГСС.

Для нормальной работы приемника на диапазоне 80м желательно подключить наружную антенну длиной не менее10-15м. при питании приемника от батарей полезно подключить заземление или провод противовес такой же длины.

Хорошие результаты дает использование в качестве заземления металлических труб водоснабжения, отопления или арматуры балконного ограждения в панельных железобетонных зданиях.

Обсуждение статьи, вопросы и комментарии можно сделать на форуме

Литература.

1. Форум «Простой приемник наблюдателя с ЭМФ» http://www.cqham.ru/forum/showthread.php?t=16795
2. Шульгин К. Основные параметры дисковых ЭМФ на частоту 500кгц. — Радио, 2002, №5, с.59-61.
3. Беленецкий С. Двухдиапазонный КВ приемник «Малыш». — Радио, 2008, №4, с.51, №5, с.72.
4. Беленецкий С. Приставка для измерения индуктивности в практике радиолюбителя. — Радио, 2005, №5, с.26—28.

Сергей Беленецкий (US5MSQ)                                                   г.Луганск, Украина

Многие коллеги уже изготовили однодиапазонный вариант, некоторые из низ даже выложили своеобразные видеоотчеты о работе приемника на youtube:

 

Продолжение во второй части…

us5msq.com.ua

Смесители на полевых транзисторах

17.8. Транзисторные смесители

274

ровании КБС дециметрового и сантиметрового диапазонов широкое применение нашли трансформаторы микрополосковой конструкции.

КБС с симметрирующими трансформаторами, показан на рис.17.12,г. Обе «обмотки» трансформатора изготовлены в виде печатных полосковых проводников, размещенных один над другим на противоположных сторонах подложки, симметрично подвешенной в металлическом корпусе. Для более качественного согласования у заземленного конца одной из «обмоток» полосковый проводник медленно или ступенчато расширяется, обеспечивая трансформацию несимметричной двухпроводной линии в симметричную. Данный трансформатор эквивалентный открытой двухпроводной линии, оба проводника которой имеют в любом сечении противоположные по знаку и одинаковые по амплитуде потенциалы относительно корпуса. Такой трансформатор можно рассматривать как микрополосковый вариант ТДЛ. Рабочая полоса частот трансформатора ограничена лишь качеством согласования перехода с МПЛ к симметричной линии и может достигать полосы от 1 до 20 ГГц, то есть больше 4 октав. Для создания КБС необходимо два таких согласующих трансформатора, к четырем плечам которых подключают диодный мост, расположенный в отверстии подложки. На рис.17.12,д показана электрическая схема данного устройства.

Уменьшить потери преобразования за счет восстановления энергии колебаний ЗЧ позволяет двойной кольцевой смеситель (ДКБС). Он состоит из двух КБС (рис.17.12,е) на которые сигнал подается синфазно, а колебания гетеродина – в квадратуре. Поэтому колебания ПЧ этих КБС также квадратурные и суммируются на выходе смесителя. Колебания ЗЧ благодаря удвоению фазы колебаний гетеродина противофазны и создают эффект короткого замыкания (узел напряжения) на сигнальном входе, а продукты вторичного преобразования синфазны с основными продуктами преобразования и увеличивают уровень мощности ПЧ на выходе. Колебания помехи ЗК вследствие инверсии (сдвига на π) фазы колебаний гетеродина противофазные продуктам преобразования суммируются в согласованной нагрузке. То есть принципы работы ДКБС подобны принципам работы ДБС, однако, ДКБС более широкополосный и имеет больший динамический диапазон.

Транзисторные смесители могут быть созданы как на биполярных, так и на полевых транзисторах. В СВЧ диапазоне больше распространены полевые транзисторы с барьером Шоттки (ПТШ), они малошумящие и могут работать на частотах выше 10 ГГц.

По шумовым характеристикам транзисторные смесители несколько проигрывают преобразователям на д иодах, но при этом транзисторные смесители преобразуют сигнал с некоторым усилением (3–10дБ), что позволяет снизить требования к коэффициенту шума УПЧ. Выходная мощность у них приблизительно на порядок больше, и поэтому они имеют на10-20дБ более широкий динамический диапазон.

275

ωГ	PПЧ	ωПЧ	ωПЧ
	ωС	ωС	ωГ	ωП
ωС	ωГ	ωГ	ωС
а	б	в	ωПЧ	г

Рис.17.13. Транзисторные смесители:

а– с направленным ответвителем; б – с гетеродином в цепи истока;

в– балансная схема; г – на полевом тетроде

Упрощенные схемы наиболее распространенных на практике транзисторных смесителей показаны на рис.17.13. Недостатком схемы на рис.17.13,а является необходимость гетеродина с большим уровнем мощностииз-заослабления в направленном ответвителе, включенным для развязки цепей сигнала и гетеродина. В схеме, изображенной на рис.17.13,б, включение гетеродина в цепь общего истока приводит к образованию отрицательной обратной связи и ухудшениюkш смесителя.

В балансной схеме (рис.17.13,в) обеспечивается высокий уровень развязки цепей сигнала и гетеродина, однако выходные колебания ПЧ противофазны, их необходимо суммировать на ПЧ с помощью противофазного моста или синфазного кольцевого сумматора с фазовращателем на 180°, что приводить к сужению рабочей полосы смесителя.

Простейшим и наиболее широкополосным является смеситель на полевом двухзатворном тетроде (ДЗПТШ), в котором нет мостов и схем суммирования, что является важным фактором при создании интегральных микросхем. В основе работы смесителя на ДЗПТШ лежит нелинейная зависимость крутизны ВАХ тетрода по первому затвору от напряжения на втором. К первому затвору подводят принятый сигнал, ко второму – мощность гетеродина. Гетеродинный вход настраивают на максимальное согласование по уровню мощности, сигнальный – на минимум коэффициента шума. Коэффициент шума таких преобразователей на частотах1–2ГГц составляет3–6дБ [26].

Контрольные вопросы

1.Каково функциональное назначение смесителя?

2.В чем заключается процесс преобразования частоты?

3.Что такое гетеродин, и каково его функциональное назначение?

4.По каким основным признакам классифицируют смесители СВЧ?

5.Какой вид имеет эквивалентная схема смесительного диода?

6.Как образуется сигнал промежуточной частоты?

7.В чем заключается процесс обратного преобразования частоты?

8.Как возникает сигнал зеркальной частоты?

9.Какие смесители называют широкополосными, какие – узкополосны-

276

10.Что показывает и как определяют коэффициент преобразования смеси-

теля?

11.Чем обусловлены и как определяются потери преобразования?

12.Какой физический смысл имеет коэффициент шума смесителя?

13.Как определяется нормированный коэффициент шума?

14.Что характеризует и как определяется относительная шумовая температура преобразователя?

15.Какой физический смысл имеет коэффициент подавления сигнала зеркальной частоты?

16.Как определяется динамический диапазон смесителя?

17.Какие смесители называются однотактными или небалансными?

18.Каким образом можно усовершенствовать характеристики небалансных смесителей?

19.Что такое смесительная секция?

20.Какие технические требования необходимо выполнить при конструировании смесительной секции?

21.Как реализуются смесительные секции на основе волноводов?

22.Как реализуются микрополосковые смесительные секции?

23.Какими способами согласовывают смесительные диоды с микрополосковыми линиями?

24.Какие смесители называют балансными?

25.Каковы принципы работы балансных смесителей?

26.Какие преимущества имеют балансные смесители в сравнении с небалансными?

27.Каким образом уменьшается влияние шумов гетеродина на характеристики балансных смесителей?

28.Как реализуются балансные смесители в волноводном исполнении?

29.Как реализуются балансные смесители на микрополосковых линиях?

30.Какие смесители называются двойными балансными?

31.Каким образом осуществляется подавление сигнала зеркальной частоты в двойном балансном смесителе?

32.Какие смесители называются кольцевыми?

33.Как работает кольцевой смеситель?

34.Какую конструкцию имеют симметрирующие трансформаторы в СВЧ диапазоне?

35.Каковы принципы работы двойных кольцевых смесителей?

36.Какие особенности имеют транзисторные схемы смесителей СВЧ диа-

пазона?

studfiles.net

Сайт инженера Задорожного С.М.

Описываемый метод позволяет улучшить характеристики двухбалансного активного смесителя по интермодуляционным составляющим путем введения отрицательной обратной связи, снижая таким образом нелинейность активных элементов. В результате по своим характеристикам двухбаланснай активный смеситель становится сравним с такими ранее известными схемами1,2 смесителей как кольцевой диодный смеситель и смеситель на мощных ключевых полевых транзисторах с изолированным затвором (MOSFET).

Введение

Смесители и модуляторы являются важной составной частью при построении радиочастотных систем связи. Для реализации таких необходимых в системах связи функций как преобразование частоты, модуляция и демодуляция применяется много различных схем смесителей, построенных с применением диодов, мощных ключевых полевых транзисторов с изолированным затвором (MOSFET), двух-затворных полевых транзисторов, а также разработанное в своё время Барри Джильбертом (Barrie Gilbert) и очень популярное так называемое «транзисторное дерево» или «Джильбертовская ячейка» (Gilbert Cell). Но во всех этих схемах нелинейность используемых полупроводниковых приборов, прямо или косвенно, вызывает искажения при взаимодействии в смесителе двух или более различных сигналов – феномен, известный профессионалам как возникновение интермодуляционных искажений (IMD – intermodulation distortion).

Источники возникновения интермодуляционных искажений — это предмет отдельной дискуссии, которой много уделено внимания в специальной литературе, и продолжение которой не является

santekhstroy.ru