Защита от кз на полевом транзисторе: Схема защиты блока питания и зарядных устройств — specable.ru

Схема защиты блока питания и зарядных устройств

Представлена конструкция защиты для блока питания любого типа. Данная схема защиты может совместно работать с любыми блоками питания — сетевыми, импульсными и аккумуляторами постоянного тока. Схематическая развязка такого блока защиты относительна проста и состоит из нескольких компонентов.

Схема защиты блока питания

Силовая часть — мощный полевой транзистор — в ходе работы не перегревается, следовательно в теплоотводе тоже не нуждается. Схема одновременно является защитой от переплюсовки питания, перегруза и КЗ на выходе, ток срабатывания защиты можно подобрать подбором сопротивления резистора шунта, в моем случае ток составляет 8 Ампер, использовано 6 резисторов 5 ватт 0,1 Ом параллельно подключенных. Шунт можно сделать также из резисторов с мощностью 1-3 ватт.

Более точно защиту можно настроить путем подбора сопротивления подстроечного резистора. Схема защиты блока питания, регулятор ограничения тока Схема защиты блока питания, регулятор ограничения тока

~~~При КЗ и перегрузе выхода блока, защита мгновенно сработает, отключив источник питания. О срабатывании защиты осведомит светодиодный индикатор. Даже при КЗ выхода на пару десятков секунд, полевой транзистор остается холодным

~~~Полевой транзистор не критичен, подойдут любые ключи с током 15-20 и выше Ампер и с рабочим напряжением 20-60 Вольт. Отлично подходят ключи из линейки IRFZ24, IRFZ40, IRFZ44, IRFZ46, IRFZ48 или более мощные — IRF3205, IRL3705, IRL2505 и им подобные.

~~~Данная схема также отлично подходит в качестве защиты зарядного устройства для автомобильных аккумуляторов, если вдруг перепутали полярность подключения, то с зарядным устройством ничего страшного не произойдет, защита спасет устройство в таких ситуациях.

~~~Благодаря быстрой работе защиты, ее можно с успехом применить для импульсных схем, при КЗ защита сработает быстрее, чем успеют сгореть силовые ключи импульсного блока питания. Схематика подойдет также для импульсных инверторов, в качестве защиты по току. При перегрузе или кз во вторичной цепи инвертора, мигом вылетают силовые транзисторы инвертора, а такая защита не даст этому произойти.

Комментарии
Защита от короткого замыкания, переплюсовки полярноси и перегруза собрана на отдельной плате. Силовой транзистор использован серии IRFZ44, но при желании можно заменить на более мощный IRF3205 или на любой другой силовой ключ, который имеет близкие параметры. Можно использовать ключи из линейки IRFZ24, IRFZ40, IRFZ46, IRFZ48 и другие ключи с током более 20 Ампер. В ходе работы полевой транзистор остается ледяным,. поэтому в теплоотводе не нуждается.

Мощность блока питания довольно приличная, выходной ток доходит до 6-7 Ампер, что вполне достаточно для зарядки автомобильного аккумулятора.

Резисторы шунта выбрал с мощностью 5 ватт, но можно и на 2-3 ватт.

Если все сделано правильно, то блок начинает работать сразу, замыкайте выход, должен загореться светодиодный индикатор защиты, который будет гореть до тех пор, пока выходные провода находятся в режиме КЗ.

Собираем схему индикатора.

Все своими руками Защита от короткого замыкания

Опубликовал admin | Дата 4 февраля, 2017

Современные мощные переключательные транзисторы имеют очень маленькие сопротивления сток-исток в открытом состоянии, это обеспечивает малое падение напряжения при прохождении через эту структуру больших токов. Это обстоятельство позволяет использовать такие транзисторы в электронных предохранителях.

Например, транзистор IRL2505 имеет сопротивление сток-исток, при напряжении исток-затвор 10В, всего 0,008 Ом. При токе 10А на кристалле такого транзистора будет выделяться мощность P=I² •R; P = 10 • 10 • 0,008 = 0,8Вт. Это говорит о том, что при данном токе транзистор можно устанавливать без применения радиатора. Хотя я всегда стараюсь ставить хотя бы небольшие теплоотводы. Это во многих случаях позволяет защитить транзистор от теплового пробоя при внештатных ситуациях. Этот транзистор применен в схеме защиты описанной в статье «Защита для зарядных устройств автоаккумуляторов». При необходимости можно применить радиоэлементы для поверхностного монтажа и сделать устройство виде небольшого модуля. Схема устройства представлена на рисунке 1. Она рассчитывалась на ток до 4А.

Схема электронного предохранителя

В данной схеме в качестве ключа использован полевой транзистор с р каналом IRF4905, имеющий сопротивление в открытом состоянии 0,02 Ом, при напряжении на затворе = 10В.

В принципе этой величиной ограничивается и минимальное напряжение питания данной схемы. При токе стока, равном 10А, на нем будет выделяться мощность 2 Вт, что повлечет за собой необходимость установки небольшого теплоотвода. Максимальное напряжение затвор-исток у этого транзистора равно 20В, поэтому для предотвращения пробоя структуры затвор-исток, в схему введен стабилитрон VD1, в качестве которого можно применить любой стабилитрон с напряжение стабилизации 12 вольт. Если напряжение на входе схемы будет менее 20В, то стабилитрон из схемы можно удалить. В случае установки стабилитрона, возможно, потребуется коррекция величины резистора R8. R8 = (Uпит — Uст)/Iст; Где Uпит – напряжение на входе схемы, Uст – напряжение стабилизации стабилитрона, Iст – ток стабилитрона. Например, Uпит = 35В, Uст = 12В, Iст = 0,005А. R8 = (35-12)/0,005 = 4600 Ом.

Преобразователь ток — напряжения

В качестве датчика тока в схеме применен резистор R2, чтобы уменьшить мощность, выделяющуюся на этом резисторе, его номинал выбран всего в одну сотую Ома. При использовании SMD элементов его можно составить из 10 резисторов по 0,1 Ом типоразмера 1206, имеющих мощность 0,25Вт. Применение датчика тока с таким малым сопротивление повлекло за собой применение усилителя сигнала с этого датчика. В качестве усилителя применен ОУ DA1.1 микросхемы LM358N.

Коэффициент усиления этого усилителя равен (R3 + R4)/R1 = 100. Таким образом, с датчиком тока, имеющим сопротивление 0,01 Ом, коэффициент преобразования данного преобразователя ток – напряжения равен единице, т.е. одному амперу тока нагрузки равно напряжение величиной 1В на выходе 7 DA1.1. Корректировать Кус можно резистором R3. При указанных номиналах резисторов R5 и R6, максимальный ток защиты можно установить в пределах… . Сейчас посчитаем. R5 + R6 = 1 + 10 = 11кОм. Найдем ток, протекающий через этот делитель: I = U/R = 5А/11000Ом = 0,00045А. Отсюда, максимальное напряжение, которое можно выставить на выводе 2 DA1, будет равно U = I x R = 0,00045А x 10000Ом = 4,5 B. Таким образом, максимальный ток защиты будет равен примерно 4,5А.

Компаратор напряжения

На втором ОУ, входящем в состав данной МС, собран компаратор напряжения. На инвертирующий вход этого компаратора подано регулируемое резистором R6 опорное напряжение со стабилизатора DA2. На неинвертирующий вход 3 DA1.2 подается усиленное напряжение с датчика тока. Нагрузкой компаратора служит последовательная цепь, светодиод оптрона и гасящий регулировочный резистор R7. Резистором R7 выставляют ток, проходящий через эту цепь, порядка 15 мА.

Работа схемы

Работает схема следующим образом. Например, при токе нагрузки в 3А, на датчике тока выделится напряжение 0,01 х 3 = 0,03В. На выходе усилителя DA1.1 будет напряжение, равное 0,03В х 100 = 3В. Если в данном случае на входе 2 DA1.2 присутствует опорное напряжение выставленное резистором R6, меньше трех вольт, то на выходе компаратора 1 появится напряжение близкое к напряжению питания ОУ, т.е. пять вольт. В результате засветятся светодиод оптрона. Откроется тиристор оптрона и зашунтирует затвор полевого транзистора с его истоком.

Транзистор закроется и отключит нагрузку. Вернуть схему в исходное состояние можно кнопкой SB1 или выключением и повторным включением БП.

Недостатком схемы является однополярное питание операционного усилителя, в связи с этим при малых значениях падения напряжения на датчике тока, возникает большая нелинейность коэффициента усиления ОУ DA1.1.

Скачать статью

Скачать “Электронный-предохранитель-на-MOSFET-транзисторе” Электронный-предохранитель-на-MOSFET-транзисторе.rar – Загружено 1 раз – 47 КБ

Обсудить эту статью на — форуме «Радиоэлектроника, вопросы и ответы».

Защита от к з лабораторного блока питания. Защита от кз на полевом транзисторе

Схематическая развязка такого блока защиты относительна проста и состоит из нескольких компонентов.

Схема защиты блока питания

Комментарии
Защита от короткого замыкания , переплюсовки полярноси и перегруза собрана на отдельной плате. Силовой транзистор использован серии IRFZ44, но при желании можно заменить на более мощный IRF3205 или на любой другой силовой ключ, который имеет близкие параметры. Можно использовать ключи из линейки IRFZ24, IRFZ40, IRFZ46, IRFZ48 и другие ключи с током более 20 Ампер. В ходе работы полевой транзистор остается ледяным,. поэтому в теплоотводе не нуждается.

Второй транзистор тоже не критичен, в моем случае использован высоковольтный биполярный транзистор серии MJE13003, но выбор большой. Ток защиты подбирается исходя из сопротивления шунта — в моем случае 6 резисторов по 0,1Ом параллельно, защита срабатывает при нагрузке 6-7 Ампер. Более точно можно настроить вращением переменного резистора, таким образом я настроил ток срабатывания в районе 5 Ампер.

Мощность блока питания довольно приличная, выходной ток доходит до 6-7 Ампер, что вполне достаточно для зарядки автомобильного аккумулятора.
Резисторы шунта выбрал с мощностью 5 ватт, но можно и на 2-3 ватт.

Если все работает как нужно, то приступаем дальше. Собираем схему индикатора.

Схема срисована из зарядника аккумуляторной отвертки. Красный индикатор свидетельствует о том, что имеется выходное напряжение на выходе БП, зеленый индикатор показывает процесс заряда. С таким раскладом компонентов, зеленый индикатор будет постепенно потухат и окончательно потухнет, когда напряжение на аккумуляторе будет 12,2-12,4 Вольт, когда аккумулятор отключен, индикатор гореть не будет.

Добрый день. В этой заметке я хочу предложить вашему вниманию блок питания дополнительного усилителя мощности для портативной радиостанции «Веда-ЧМ» . Выходное напряжение блока питания 24В, номинальный ток нагрузки – 3,5А, порог тока срабатывания защиты от короткого замыкания – 5,5А, ток короткого замыкания – 0,06А.

Общий вид комплекта показан на фото 1.

Схема блока питания представлена на рисунке 1.

Силовой трансформатор блока – перемотанный сетевой трансформатор от старого телевизора ТС-90-1, в качестве первичной обмотки — используются все витки сетевой обмотки трансформатора. Новая вторичная обмотка содержит 2×65 витков провода ПЭТВ-2 диаметром 1,25мм. При отсутствии провода данного диаметра, можно на каждой из катушек намотать по 130 витков проводом диаметром 0,9мм. При этом катушки потом соединяют синфазно параллельно при сохранении схемы мостового выпрямителя. Если эти катушки соединить последовательно, то от двух диодов можно избавиться (Рис.2).

Схема стабилизатора собрана навесным монтажом (1 на фото 2). Конденсаторы С3 и С4 у меня находятся в корпусе усилителя мощности. Цифрой два обозначен дополнительный регулируемый стабилизатор напряжения для питания «Веда-ЧМ», собранного на микросхеме КРЕН12А. Меняя напряжение питания самой радиостанции, можно менять в некоторых пределах выходную мощность излучения усилителя. Схему этого стабилизатора можно найти в рубрике «Блоки питания» — «Стабилизатор напряжения на КР142ЕН12А». Индикатор перегрузки работает следующим образом. Напряжение на конденсаторах фильтра выпрямителя С1и С2 примерно равно 37 вольт, учитывая, что выходное напряжение – 24В, напряжение между точками 1 и 2 будет находиться в районе13 вольт, которого не хватит для пробоя стабилитронов VD5, VD6, так как их суммарное напряжение стабилизации равно 15В. При «коротыше» напряжение между этими точками возрастет, через стабилитроны потечет ток и светодиод HL1 загорится, а светодиод HL2 – погаснет. Обратите внимание на то, что на «земле» находятся коллектора мощных транзисторов, что, ну просто очень удобно, размещая транзисторы непосредственно на корпусе изделия. Блок питания и усилитель мощности висят на стене чердака под антенной, что значительно уменьшает потери мощности в кабеле. До свидания. К.В.Ю.

Для защиты блока питания при конструировании различных схем рекомендуется на выход БП добавить узел защиты от перегрузки по току. Простая схема устройства построена с применением тиристора в качестве управляющего элемента защиты по напряжению.

Пока напряжение питания на входе находится в пределах нормы, стабилитрон и тиристор закрыты, ток протекает в нагрузку. При превышении напряжения питания свыше 15,2В, открывается стабилитрон, и вслед за ним тиристор, так как между его катодом и управляющим электродом присутствует разность потенциалов, достаточная для его отпирания. Подключенный параллельно выходу источника питания тиристор VS1 при перегрузке обрывает плавкий предохранитель в течение нескольких микросекунд, если выходное напряжение окажется свыше допустимого. Порог открывания тиристора, а именно, срабатывания защиты, зависит от технических данных стабилитрона. При перегорании предохранителя включится пьезоизлучатель звука со встроенным генератором, который просигнализирует о внешней неисправности, который, так же, индицирует о возможном коротком замыкании в нагрузке. Сигнализатор будет звучать до тех пор, пока не будет отключено общее питание или устройство нагрузки.

Видео работы схемы защиты источника питания

У каждого радиолюбителя, регулярно занимающегося конструированием электронных устройств, думаю, имеется дома регулируемый блок питания. Штука действительно удобная и полезная, без которого, испробовав его в действии, обходиться становится трудно. Действительно, нужно ли нам проверить, например светодиод, то потребуется точно выставлять его рабочее напряжение, так как при значительном превышении подаваемого напряжения на светодиод, последний может просто сгореть. Также и с цифровыми схемами, выставляем выходное напряжение по мультиметру 5 вольт, или любое другое нужное нам и вперед.

Многие начинающие радиолюбители, сначала собирают простой регулируемый блок питания, без регулировки выходного тока и защиты от короткого замыкания. Так было и со мной, лет 5 назад собрал простой БП с регулировкой только выходного напряжения от 0,6 до 11 вольт. Его схема приведена на рисунке ниже:

Но несколько месяцев назад решил провести апгрейд этого блока питания и дополнить его схему небольшой схемкой защиты от короткого замыкания. Эту схему нашел в одном из номеров журнала Радио. При более детальном изучении выяснилось, что схема во многом напоминает приведенную выше принципиальную схему, собранного мной ранее блока питания. При коротком замыкании в питаемой схеме светодиод индикации КЗ гаснет, сигнализируя об этом, и выходной ток становится равен 30 миллиампер. Было решено, взяв часть этой схемы дополнить свою, что и сделал. Оригинал, схему из журнала Радио, в которую входит дополнение, привожу на рисунке ниже:

На следующем рисунке показывается часть этой схемы, которую нужно будет собрать.

Номинал некоторых деталей, в частности резисторов R1 и R2, нужно пересчитать в сторону увеличения. Если у кого-то остались вопросы, куда подсоединять выходящие провода с этой схемы, приведу следующий рисунок:

Еще дополню, что в собираемой схеме, вне зависимости, будет это первая схема, или схема из журнала Радио необходимо поставить на выходе, между плюсом и минусом резистор 1 кОм. На схеме из журнала Радио это резистор R6. Дальше осталось протравить плату и собрать все вместе в корпусе блока питания. Зеркалить платы в программе Sprint Layout не нужно. Рисунок печатной платы защиты от короткого замыкания:

Примерно месяц назад мне попалась на глаза схема приставки регулятора выходного тока, которую можно было использовать совместно с этим блоком питания. взял с этого сайта. Тогда собрал эту приставку в отдельном корпусе и решил подключать её по мере необходимости для зарядки аккумуляторов и тому подобных действий, где важен контроль выходного тока. Привожу схему приставки, транзистор кт3107 в ней заменил на кт361.

Но впоследствии пришла в голову мысль соединить, для удобства, все это в одном корпусе. Открыл корпус блока питания и посмотрел, места осталось маловато, переменный резистор не поместится. В схеме регулятора тока используется мощный переменный резистор, имеющий довольно большие габариты. Вот как он выглядит:

Тогда решил просто соединить оба корпуса на винты, сделав соединение между платами проводами. Также поставил тумблер на два положения: выход с регулируемым током и нерегулируемым. В первом случае, выход с основной платы блока питания соединялся с входом регулятора тока, а выход регулятора тока шел на зажимы на корпусе блока питания, а во втором случае, зажимы соединялись напрямую с выходом с основной платы блока питания. Коммутировалось все это шести контактным тумблером на 2 положения. Привожу рисунок печатной платы регулятора тока:

На рисунке печатной платы, R3.1 и R3.3 обозначены выводы переменного резистора первый и третий, считая слева. Если кто-то захочет повторить, привожу схему подключения тумблера для коммутации:

Печатные платы блока питания, схемы защиты и схемы регулировки тока прикрепил в архиве . Материал подготовил AKV.

Схема подключения транзистора к блоку питания приведена на рис.1, а вольт-амперные характеристики транзистора для различных сопротивлений резистора R1 — на рис.2. Работает защита так. Если сопротивление резистора равно нулю (т. е. исток соединен с затвором), а нагрузка потребляет ток около 0,25 А, то падение напряжения на полевом транзисторе не превышает 1,5 В, и практически на нагрузке будет все выпрямленное напряжение. При появлении же в цепи нагрузки КЗ ток через выпрямитель резко возрастает и при отсутствии транзистора может достичь нескольких ампер. Транзистор ограничивает ток короткого замыкания на уровне 0,45…0,5 А независимо от падения напряжения на нем. В этом случае выходное напряжение станет равным нулю, а все напряжение упадет на полевом транзисторе. Таким образом, в случае КЗ мощность, потребляемая от источника питания, увеличится в данном примере не более чем вдвое, что в большинстве случаев вполне допустимо и не отразится на «здоровье» деталей блока питания.

Рис. 2

Уменьшить ток короткого замыкания можно увеличением сопротивления резистора R1. Нужно выбирать такой резистор, чтобы ток короткого замыкания был примерно вдвое больше максимального тока нагрузки.
Подобный способ защиты особенно удобен для блоков питания со сглаживающим RC-фильтром — тогда полевой транзистор включают вместо резистора фильтра (такой пример показан на рис. 3).
Поскольку во время КЗ на полевом транзисторе падает почти все выпрямленное напряжение, его можно использовать для световой или звуковой сигнализации. Вот, к примеру, схема включения световой сигнализации — рис.7. Когда с нагрузкой все в порядке, горит светодиод HL2 зеленого цвета. При этом падения напряжения на транзисторе недостаточно для зажигания светодиода HL1. Но стоит появиться КЗ в нагрузке, как светодиод HL2 гаснет, но зато вспыхивает HL1 красного свечения.

Рис. 3

Резистор R2 выбирают в зависимости от нужного ограничения тока КЗ по высказанным выше рекомендациям.
Схема подключения звукового сигнализатора приведена на рис. 4. Его можно подключать либо между стоком и истоком транзистора, либо между стоком и затвором, как светодиод HL1.
При появлении на сигнализаторе достаточного напряжения вступает в действие генератор ЗЧ, выполненный на однопереходном транзисторе VT2, и в головном телефоне BF1 раздается звук.
Однопереходный транзистор может быть КТ117А- КТ117Г, телефон — низкоомный (можно заменить динамической головкой небольшой мощности).

Рис. 4

Остается добавить, что для слаботочных нагрузок в блок питания можно ввести ограничитель тока КЗ на полевом транзисторе КП302В. При выборе транзистора для других блоков следует учитывать его допустимую мощность и напряжение сток — исток.
Конечно, подобную автоматику можно ввести и в стабилизированный блок питания, не имеющий защиты от КЗ в нагрузке.

Защита по току на полевом транзисторе

Надёжная токовая защита для БП и ЗУ на IR2153 и электронном трансформаторе.

Автор: Blaze, [email protected]
Опубликовано 09.02.2016
Создано при помощи КотоРед.

На создание данной статьи меня спровоцировал опыт создания блоков питания и зарядных устройств на основе простых импульсных блоков питания, которыми являются как иип на IR2153, так и переделанный различными способами под блок питания электронный трансформатор. Данные источники питания являются простыми, нестабилизированными импульсными блоками питания без каких-либо защит. Не смотря на данные недостатки, такие источники питания довольно просты в изготовлении,не требуют сложной настройки, времени на создание такого блока питания требуется меньше чем на полный ШИМ БП с узлами стабилизации и защиты.

Обьединив такой блок питания и простейший ШИМ- регулятор на NE555, получам регулируемый блок питания как для экспирементов, так и для зарядки АКБ. Радости нашей нет предела до того момента, пока данный девайс не попробовать на искру, или по ошибке, размышляя над созданием очередного аппарата перепутать полярность заряжаемого АКБ. Окрикивая громким хлопком и орошая едким дымом помещение,в котором произошол данный конфуз, изобретение сообщает нам, что простой импульсный блок питания, который собран по упрощённо-ознакомительной схеме не может быть надёжным.

Тут пришла мысль о том, чтобы найти не просто ввести тот или инной узел защиты в конкретный экземпляр блока питания, а найти или создать универсальную быстродействующую схему, которую можно внедрять в любой вторичный источник питания.

Требования к узлу защиты:

-плата защиты должна занимать мало места

-работоспособной при больших токах нагрузки

-высокая скорость срабатывания

Одним из заинтересовавших вариантов была такая схема, найденная в интерете:

При замыкании выхода данной схемы, разряжается ёмкость затвора VT1 через диод VD1, что приводит к закрытию VT1 и ток через транзистор не протекает, блок питания остаётся целым и невредимым. Но что же произойдёт если на выход данной схемы подключить нагрузку, в 300вт, когда наш иип может выдать всего 200вт? Не смотря на то что у нас присутствует схема защиты, замученный блок питания снова взрывается.

Недостатки данной схемы:

1. Необходимо точно подбирать сопротивление шунта, чтобы максимально допустимый ток блока питания создал такое падение напряжения на выбранном шунте, при котором VT2, открываясь полностью закроет VT1.

2. В данной схеме может наступить момент, когда ток проходящий через шунт, приоткроет VT2, вследствии чего VT1 начнёт закрываться и останется в таком состоянии, что будет недозакрыт, а учитывая что через VT1 протекает немалый ток, то данный линейный режим вызовет его сильный перегрев, врезультате которого VT1 будет пробит.

В блоке питания на IR2153 однажды применял триггерную защиту, остался доволен её работой. Прицепим к схеме триггерной защёлки на комплиментарной паре транзисторов шунт в качестве датчика тока и n-канальный транзистор в роли ключевого элемента получаем такую схему:

После подачи питания на схему, транзистор Q3, через светодиод и R4 открывается, стабилитрон D3 ограничивает напряжение на затворе полевого транзистора. D4 защищает Q3 от выбросов высокого напряжения, при подключении индуктивной нагрузки (электродвигатель). На паре транзисторов Q1, Q2 собран аналог тиристора. Ток, протекающий через шунт R1, вызывает падение напряжения, которое с движка переменного резистора R10, и цепочку R2, С2, поступает на базу транзистора Q2. Величину напряжения с шунта, которое пропорционально току, протекающему через этот шунт можно регулировать прерменным резистором R10. В момент, когда напряжение на базе Q2 станет больше 0.5-0.7в транзистор Q2 начнёт открываться, тем самым открывая Q1, в свою очередь транзистор Q1открываясь, будет открывать Q2. Данный процесс происходит очень быстро, за доли секунды транзисторы откроют друг друга и останутся в таком устойчивом состоянии. Через открытый аналог тиристора затвро Q3, а также резистор R4 окажутся подключены к общему проводнику схемы, что приведёт к закрытию Q3 и свечение светодиода D1 сообщит о том что сработала защита. Снять защиту можно как отключив кратковременно питание, так и кратковременным нажатием на кнопку S1.

Универсальная схема защиты была создана и проверена в работе, шунт R1 был составлен из двух резисторов 0.22 Ом 5Вт. Остался последний шаг – вводим в нвшу схему защиту от переполюсовки клемм АКБ.

Схема с защитой от переполюсовки :

Наша схема дополнилась диодом D2, резисторами R6, R5. Кнопка S1 была убрана из схемы по причине того, что при срабатывании защиты она не выводила схему из защиты, после доработки.

Токовая защита осталась без изменений, снять защиту можно отключив питание на 2-3 секунды. При подключении к выходу схемы АКБ, перепутав полярность, напряжение с АКБ через диод D2, резистор R6 поступает на базу Q2, срабатывает защита Q3 закрывается, светодиод D1 сигнализирует о срабатывании защиты.

На этой волне я заканчиваю поиски защиты для своих простых иип. Работой своих схем доволен, надеюсь они пригодятся и вам.

Защита от КЗ на полевом транзисторе

Схема электронного предохранителя

IRF4905 Datasheet PDF

Преобразователь ток — напряжения

LM358 Datasheet PDF

Компаратор напряжения

Работа схемы

Digitrode

цифровая электроника вычислительная техника встраиваемые системы

Простая схема защиты от превышения тока на основе операционного усилителя

Схемы защиты жизненно важны для любого электронного прибора. Защита от перенапряжения, защита от короткого замыкания, защита от обратной полярности и т.д. – все это очень важно в электронике. В этой статье вы узнаете, как спроектировать и собрать простую схему защиты от перегрузки по току с использованием операционного усилителя.

Защита от превышения тока или перегрузки по току часто используется в цепях электропитания для ограничения выходного тока блока питания. Термин «Перегрузка по току» – это состояние, когда нагрузка потребляет большой ток, чем указанные возможности блока питания. Это может быть опасной ситуацией, поскольку состояние перегрузки по току может повредить источник питания. Поэтому инженеры обычно используют схему защиты от превышения тока для отключения нагрузки от источника питания во время таких случаев неисправности, таким образом защищая нагрузку и источник питания.

Существует много типов цепей защиты от перегрузки по току. Сложность схемы зависит от того, как быстро защитная цепь должна реагировать в ситуации перегрузки по току. В этом проекте мы создадим простую схему защиты от перегрузки по току с использованием операционного усилителя, который очень часто используется и может быть легко адаптирован для ваших проектов.

Схема, которую мы собираемся спроектировать, будет иметь настраиваемое пороговое значение максимального тока, а также функцию автоматического перезапуска при сбое. Поскольку это схема защиты от перегрузки по току на основе операционного усилителя, в качестве приводного устройства будет использоваться операционный усилитель. Для этого проекта используется ОУ общего назначения LM358. На рисунке ниже показана схема контактов LM358.

Как видно на изображении выше, внутри одного корпуса у нас будет два канала операционного усилителя. Однако для этого проекта используется только один канал. Операционный усилитель будет переключать (отключать) выходную нагрузку с помощью полевого транзистора (MOSFET). Для этого проекта используется N-канальный MOSFET IRF540N. Рекомендуется использовать надлежащий радиатор для MOSFET, если ток нагрузки превышает 500 мА. Однако для этого проекта MOSFET используется без радиатора. На изображении ниже представлена схема распиновки IRF540N.

Для питания операционного усилителя и схемы используется линейный стабилизатор напряжения LM7809. Это линейный стабилизатор напряжения на 9 В 1 А с широким номинальным входным напряжением. Распиновку можно увидеть на следующем изображении.

Простая схема защиты от превышения тока может быть разработана с использованием операционного усилителя для определения перегрузки по току, и на основании полученного результата мы можем управлять полевым транзистором для отключения / подключения нагрузки к источнику питания. Принципиальная схема этого проекта проста, и ее можно увидеть на следующем рисунке.

Как видно из принципиальной схемы, MOSFET IRF540N используется для управления нагрузкой как ВКЛ или ВЫКЛ во время нормального состояния и состояния перегрузки. Но прежде чем отключить нагрузку, важно определить ток нагрузки. Это делается с помощью резистора R1, который представляет собой шунтирующий резистор 1 Ом с номинальной мощностью 2 Вт. Этот метод измерения тока называется измерением тока с помощью шунтирующего резистора.

Во время включенного состояния MOSFET ток нагрузки протекает через сток MOSFET к истоку и, наконец, к GND через шунтирующий резистор. В зависимости от тока нагрузки шунтирующий резистор создает падение напряжения, которое можно рассчитать по закону Ома. Поэтому предположим, что для 1 А тока (тока нагрузки) падение напряжения на шунтирующем резисторе составляет 1 В при V = I x R (V = 1 A x 1 Ом). Таким образом, если это падение напряжения сравнивать с предварительно определенным напряжением с помощью операционного усилителя, мы можем обнаружить ток перегрузки и изменить состояние полевого транзистора, чтобы отключить нагрузку.

Операционный усилитель обычно используется для выполнения математических операций с напряжением, таких как сложение, вычитание, умножение и т. д. Поэтому в этой схеме операционный усилитель LM358 сконфигурирован как компаратор. Согласно схеме, компаратор сравнивает два значения. Первый из них является падение напряжения через шунт, а другой представляет собой предопределенное напряжение (опорное напряжение), используя переменный резистор или потенциометр RV1. RV1 действует как делитель напряжения. Падение напряжения на шунтирующем резисторе определяется инвертирующим выводом компаратора и сравнивается с опорным напряжением, которое подключено к неинвертирующему выводу операционного усилителя.

В связи с этим, если считанное напряжение меньше, чем опорное напряжение, компаратор будет производить положительное напряжение на выходе, которое близко к напряжению питания VCC компаратора. Но, если считанное напряжение больше, чем опорное напряжение, компаратор будет выдавать отрицательное напряжение питания на выходе (отрицательное питание подключено через GND, поэтому 0 В в данном случае). Это напряжение достаточно для включения или выключения MOSFET.

Но когда высокая нагрузка будет отключена от источника питания, переходные изменения создадут линейную область характеристики компаратора, и это создаст петлю (гистерезис), в которой компаратор не сможет правильно включить или выключить нагрузку, и операционный усилитель станет нестабильным. Например, предположим, 1 А устанавливается с помощью потенциометра для перевода полевого транзистора в состояние ВЫКЛ. Поэтому переменный резистор настроен на выход 1 В. В ситуации, когда компаратор обнаруживает, что падение напряжения на шунтирующем резисторе составляет 1,01 В (это напряжение зависит от точности операционного усилителя или компаратора и других факторов), компаратор отключит нагрузку. Переходные изменения происходят, когда высокая нагрузка внезапно отключена от блока питания, и это кратковременное повышение опорного напряжения, которое заставляет его работать в линейной области.

Лучший способ для решения этой проблемы заключается в использовании стабильного питания через компаратор, где переходные изменения не влияют на входном напряжение компаратора и источник опорного напряжения. В этой схеме это выполняется с помощью линейного стабилизатора LM7809 и с использованием гистерезисного резистора R4, резистора на 100 кОм. LM7809 обеспечивает надлежащее напряжение на компараторе, так что переходные изменения на линии электропередачи не влияют на компаратор. Конденсатор C1 на 100 мкФ используется для фильтрации выходного напряжения.

Гистерезисный резистор R4 подает небольшую часть входного сигнала на выход операционного усилителя, который создает разрыв напряжения между низким порогом (0,99 В) и высоким порогом (1,01 В), когда компаратор изменяет свое состояние выхода. Компаратор не изменяет состояние немедленно, если достигается пороговая точка, вместо этого, чтобы изменить состояние с высокого на низкое, уровень измеряемого напряжения должен быть ниже, чем нижний порог (например, 0,97 В вместо 0,99 В). или чтобы изменить состояние с низкого на высокое, измеренное напряжение должно быть выше верхнего порога (1,03 вместо 1,01). Это повысит стабильность компаратора и уменьшит ложные срабатывания. Кроме этого резистора, R2 и R3 используются для управления затвором. R3 – резистор затвора полевого транзистора.

Схема собрана на макетной плате и протестирована с использованием настольного источника питания и переменной нагрузки постоянного тока.

Схема была протестировано, в результате испытаний выход успешно отключался при различных значениях, установленных переменным резистором.

Это интересно

Страницы

Ярлыки

понедельник, 5 января 2015 г.

Схема защиты блока питания и зарядных устройств

Представлена конструкция защиты для блока питания любого типа. Данная схема защиты может совместно работать с любыми блоками питания – сетевыми, импульсными и аккумуляторами постоянного тока. Схематическая развязка такого блока защиты относительна проста и состоит из нескольких компонентов.

Схема защиты блока питания

Силовая часть – мощный полевой транзистор – в ходе работы не перегревается, следовательно в теплоотводе тоже не нуждается. Схема одновременно является защитой от переплюсовки питания, перегруза и КЗ на выходе, ток срабатывания защиты можно подобрать подбором сопротивления резистора шунта, в моем случае ток составляет 8 Ампер, использовано 6 резисторов 5 ватт 0,1 Ом параллельно подключенных. Шунт можно сделать также из резисторов с мощностью 1-3 ватт.

При КЗ и перегрузе выхода блока, защита мгновенно сработает, отключив источник питания. О срабатывании защиты осведомит светодиодный индикатор. Даже при КЗ выхода на пару десятков секунд, полевой транзистор остается холодным

Полевой транзистор не критичен, подойдут любые ключи с током 15-20 и выше Ампер и с рабочим напряжением 20-60 Вольт. Отлично подходят ключи из линейки IRFZ24, IRFZ40, IRFZ44, IRFZ46, IRFZ48 или более мощные – IRF3205, IRL3705, IRL2505 и им подобные.

Данная схема также отлично подходит в качестве защиты зарядного устройства для автомобильных аккумуляторов, если вдруг перепутали полярность подключения, то с зарядным устройством ничего страшного не произойдет, защита спасет устройство в таких ситуациях.

Благодаря быстрой работе защиты, ее можно с успехом применить для импульсных схем, при КЗ защита сработает быстрее, чем успеют сгореть силовые ключи импульсного блока питания. Схематика подойдет также для импульсных инверторов, в качестве защиты по току. При перегрузе или кз во вторичной цепи инвертора, мигом вылетают силовые транзисторы инвертора, а такая защита не даст этому произойти.

Комментарий
Схема своего рода “НОУ-ХАУ”, по простоте и надежности. Плюс в том, что не нужно использовать мощное реле, или тиристор, на котором падение напряжения около двух вольт. Схема как самостоятельное устройство может быть встроена в любое зарядное устройство и блок питания. Выход из режима защиты автоматический, как только устранится короткое замыкание или преполюсовка. При срабатывании светится светодиод “ошибка подключения”. Описание работы: При нормальном режиме напряжение через светодиод и резистор R9 отпирает VT1 и все напряжение со входа поступает на выход. При коротком замыкании или переполюсовке ток импульсно резко возрастает, падение напряжения на полевике и шунте резко увеличивается, что приводит к открыванию VT2, который в свою очередь шунтирует затвор исток. Добавочное отрицательное напряжение по отношению к истоку (падение на шунте) прикрывает VT1. Далее происходит лавинный процесс закрытия VT1. Светодиод засвечивается через открытый VT2. Схема может находиться в данном состоянии сколь угодно долго, до устранения замыкания.

собирал сегодня сие) Родная защита Дашенга даже не успевает сработать)

Принцип работы прост – при резком скачке напряжения, на шунте появляется падение напряжения, которое отпирает vt2 полевик закрывается (т.к. затвор садится на землю). При этом загорается св. диод (т.к. получает минус на затворе).

В нормальном состоянии затвор открывает положительным напряжением с цепочки св.диод-R9 Тот же принцип и при переплюсовке – от скачка тока.

Работает быстро, но криво – при выключенном блоке и подключенном аккумуляторе, на блок валит напряжение, т. к. полевик открывает акк. Я думаю, нужно делать какую-нить защиту, чтоб при пропадании напряжения зарядки, акк отключался от схемы.

Вот та же схема, только перевернутая по правильному. Использовал в зарядке, результатом доволен. Единственный недостаток (а может – фича!) – защелкивается, то есть после сработки требует полного отключения нагрузки. В принципе, это схема защиты от тока перегрузки, но при переполюсовке именно это и случается. Кстати, при нагрузке не на аккумулятор, а на резистор у меня почему-то сразу защелкивалась на защиту. С акком – нормально. Расчет максимального тока – напряжение на шунте и канале исток-сток должно быть 0.6в для срабатывания биполярника.

>>Единственный недостаток (а может – фича!) – защелкивается, то есть после сработки требует полного отключения нагрузки. достаточно кнопку сброса сделать с базы биполярника на землю

Простые электронные ограничители тока

Infineon IRF9540N

В. И. Иволгин, г. Тамбов

Любое электронное устройство имеет источник питания, за счет энергии которого оно выполняет свои функции. И неудивительно, что в печати значительное место отводится их описаниям, рекомендациям по конструированию, рассмотрению работы отдельных узлов, предложениям по их улучшению.

Следует отметить, что современные источники питания, как правило, обладают довольно низким выходным сопротивлением. И по этой причине в нештатных ситуациях, даже при низких напряжениях на их выходе, не исключены значительные токовые перегрузки, приводящие к повреждению источника или самого устройства. В связи с этим источники питания, как правило, снабжаются системами защиты. Они достаточно разнообразны, обладают большей или меньшей автономностью относительно конструкции самого источника.

Один из вариантов такого устройства, которое можно использовать в виде самостоятельного узла, предлагается в [1]. Его принцип действия основан на ограничении потребляемого тока, в качестве датчика которого применяется низкоомный резистор, включенный последовательно в один из проводов между источником питания и нагрузкой. Напряжение с датчика, пропорциональное потребляемому току, после усиления используется для управления проходным транзистором. Изменением в нужный момент режима его работы и выполняется непосредственная защита от перегрузки.

В указанной статье в качестве прототипа приводится хорошо известная структура на двух биполярных транзисторах (Рисунок 1). Основной недостаток устройства – значительное падение напряжения на нем, которое достигает максимального значения при предельном рабочем токе. По данным автора, оно составляет примерно 1.6 В, причем на проходном транзисторе VT1 падает около 1 В, а на токовом датчике Rs – остальные 0.6 В. В связи с чем автором предлагается другая схема, которая позволяет снизить падение напряжения на нем до 0.235 В при токе ограничения в 1.3 А. Это значение достаточно мало, правда достигается оно использованием более сложной схемы, содержащей около 20 элементов [1].


Рисунок 1.	Принципиальная схема прототипа ограничителя тока.

С другой стороны, эта конструкция, по сравнению с предложенной автором, привлекает своей простотой. И в связи с этим возникает вопрос: а можно ли, оставаясь в рамках такой простой структуры, добиться снижения падения напряжения на подобном предохранителе без ее заметного усложнения? И каким образом?

Как следует из приведенных числовых данных по прототипу, наибольшее падение напряжения приходится на проходной биполярный транзистор VT1. Анализ показывает, что при подобном включении добиться его насыщения, и тем самым достичь малых значений падения напряжения, невозможно без дополнительного источника питания. Но его введение только для этой цели было бы накладным. И хотя можно было бы, наверное, предложить и какие-то другие способы уменьшения этих потерь на VT1, будет рациональнее сразу произвести замену биполярного транзистора на полевой с низким значением сопротивления канала. Это позволит уменьшить как падение напряжения на регулирующем транзисторе, так и собственное потребление ограничителя за счет снижения токов управления. Кроме того, целесообразно изменить связи между транзисторами так, чтобы преобразовать ограничитель в систему двух усилительных каскадов, вместо лишь одного в исходной структуре. В конечном итоге принципиальная схема исследуемого ограничителя будет выглядеть уже так (Рисунок 2), которую можно рассматривать и как упрощенный вариант устройства, приведенного в [2].


Рисунок 2.	Принципиальная схема преобразованного ограничителя тока.

Проверка работоспособности предлагаемого ограничителя, а также выполнение измерений, проводились на макете, в котором использовались в качестве VT1 полевой транзистор IRF9540, установленный на радиаторе, VT2 – транзистор SS8550 с β ≈ 300, R_S – резистор 1. 2 Ом, R1 – 4.2 кОм, а нагрузкой являлся набор переменных проволочных резисторов необходимой мощности. Напряжение на входе ограничителя составляло 12 В. Результаты измерений приведены на Рисунке 3.


Рисунок 3.	Зависимость падений напряжения на датчике тока R_S и проходном транзисторе VT1 на начальной стадии ограничения.

Испытание ограничителя коротким замыканием показало, что при выполнении этой манипуляции ток через проходной транзистор устанавливается на уровне 0.5 А при напряжении на токовом датчике 0.60 В. И, таким образом, подобный ограничитель тока вполне работоспособен. Можно также отметить его довольно высокое выходное сопротивление в режиме ограничения тока – при изменении напряжения на его выходе в интервале 0…11.3 В ток через нагрузку практически остается равным 0.5 А. Кроме того, в связи с известной зависимостью параметров транзисторов от температуры, была проконтролирована зависимость значения ограничения тока от нагрева VT2. Как оказалось, ее величина составила всего около –0.2% относительной погрешности на градус.

Из анализа графиков следует, что падение напряжения на проходном транзисторе этой конструкции уже достаточно мало и даже на краю токового диапазона не превышает 0.1 В. Можно так же отметить, что на графике зависимости падения напряжения на VT1 визуально можно выделить два интервала. На первом из них, при токах от 0 до 0.45 А, рост падения напряжения является его линейной функцией, что указывает на насыщение транзистора в этой части диапазона. И действительно, вычисленное по этим данным сопротивление канала транзистора составляет приблизительно 0.125 Ом, что практически совпадает с паспортными данными используемого транзистора VT1. При бóльших же токах, в интервале 0.45 – 0.5 А, происходит сначала медленный, а затем резкий нелинейный рост этой величины, связанный уже с включением механизма ограничения тока.

Таким образом, из приведенных выше данных следует, что общее падение напряжения на ограничителе заметно снизилось, и уже определяется в основном не падением напряжения на VT1, а напряжением датчика R_S. Каким же образом можно уменьшить последнюю величину?

Ответ напрашивается сам собой – нужно уменьшить значение R_S, как это и сделано в [1], а для компенсации снижения уровня сигнала датчика использовать дополнительный усилитель. Но с другой стороны, и в рассмотренной выше схеме (Рисунок 2) такой усилитель, выполненный на транзисторе VT2, уже есть. Тем не менее, его параметры не позволяют снизить падение напряжения R_S до меньших значений, хотя он и обладает достаточно высоким коэффициентом усиления. В связи с этой проблемой рассмотрим подробнее особенности работы VT2 в роли предварительного усилителя сигнала с датчика тока.

Как следует из принципиальной схемы (Рисунок 2), ограничение тока через VT1 происходит за счет изменения напряжения на его затворе, возникающего при изменении коллекторного тока транзистора VT2. Управление же его режимом осуществляется напряжением с резистора датчика тока R_S. И, как следует из данных последних измерений (Рисунок 3), выход устройства на полное ограничение тока происходит только при напряжениях около 0. 6 В на его базе относительно эмиттера. Этим обстоятельством и определяется величина сопротивления резистора R_S.

Но характерно, что часть напряжения на датчике в диапазоне от 0 до 0.55 В можно считать «лишней», поскольку в этом интервале VT2 практически не «чувствует» его, а по настоящему «рабочим» для него будет только интервал 0.55 – 0.6 В. Сдвинув же нижнюю границу чувствительности усилителя, визуально составляющую 0.55 В, к нулю, можно будет решить проблему снижения значения R_S.

Технически этого результата можно достичь, например, вводом в цепь между базой VT2 и правым выводом R_S отдельного вспомогательного источника напряжением 0.55 В. Но удобнее сформировать его применением делителя из двух резисторов, включенных между общим проводом и эмиттером транзистора VT1 (резисторы R2, R3, Рисунок 4). И его параметры должны обеспечивать падение напряжения на R2, равное 0.55 В. Для меньшей зависимости этой величины от входного тока транзистора ток этого делителя желательно выдерживать в пределах 0. 5 – 1 мА. При этих условиях уже незначительное напряжение на R_S переведет транзистор VT2 в активный режим начала ограничения, а полное ограничение тока произойдет при падения напряжения на R_S всего лишь немногим более 0.05 В. Понятно, что изменением этих резисторов можно будет изменять порог ограничения тока. И это будет удобнее, чем подбирать величину R_S.


Рисунок 4.	Принципиальная схема ограничителя тока со сниженным падением напряжения на резистивном датчике.

Новая редакция принципиальной схемы ограничителя, уже с учетом изложенных соображений, представлена на Рисунке 4. Его макет для испытаний был выполнен с сохранением деталей устройства предыдущей версии с изменением сопротивления R_S на 0.2 Ом, а установленные дополнительные резисторы R2 и R3 имеют значения, соответственно, 680 Ом и 15 кОм. Условия проведения испытаний и измерений сохранены теми же, что и ранее.

Основные результаты испытаний, как следует из представленных графиков (Рисунок 5), сводятся к следующему. Как и ранее, ток короткого замыкания устройства составляет 0.5 А. Точнее, реально при указанных значениях резисторов R2, R3, он составил 0.48 А, но это значение было скорректировано включением последовательно с R3 дополнительного переменного резистора. Что касается максимального значения падения напряжения на датчике R_S, то оно упало пропорционально уменьшению величины установленного R_S и составило всего около 0.1 В. График падения напряжения на регулирующем транзисторе, по сравнению с аналогичным параметром предыдущей схемы, в общем, сохранил свои черты, хотя и несколько изменился. Так, например, следует обратить внимание на то, что в этот раз область резко нелинейного роста падения напряжения на проходном транзисторе сместилась в диапазон 0.4 – 0.5 А, а в остальной – растет практически линейно. Из этого следует, что определенный резерв по снижению падения напряжения на датчике тока R_S еще есть.


Рисунок 5.	Зависимость падения напряжения на R_S и проходном транзисторе VT1.

Как уже отмечалось, незначительная коррекция тока ограничения в этой конструкции была проведена изменением сопротивления R3, но когда требуется его значительное изменение, удобнее пользоваться R2. При расчете его величины целесообразно предварительно задаться величиной максимального падения напряжения V_SM на датчике тока R_S в режиме ограничения. В принципе, это значение может быть любым из интервала от 0 до 0.6 В. Но нужно иметь в виду, что с его уменьшением ухудшается температурная стабильность предложенного решения. Так при V_SM = 0.6 В температурный коэффициент зависимости изменения предела ограничения тока в области комнатных температур не превышает значения 0. 2% на градус, а при V_SM = 0.1 В этот показатель возрастает уже до 1.5% . Эта величина в ряде случаев может оказаться еще приемлемой, и ее условно можно принять за нижнюю границу интервала допустимых значений V_SM, верхняя же будет обусловлена максимальным падением напряжения на базе транзистора VT2 в режиме ограничения тока. Если для расчета выбрать V_SM равным 0.15 В, то из этого условия при заданном токе ограничения I_M, например, 1.5 А, определится величина

Далее, допустив, что в режиме ограничения сумма падений напряжения на R_S и R2 будет равняться 0.6 В, как это следует из результатов предшествующих измерений (Рисунок 3), получим уравнение:

(1),

из которого следует, что

(2).

При V_ВХ = 12 В и R3 = 15 кОм получаем, что R2 = 0. 58 кОм.

При необходимости этим резистором, если его заменить на переменный, можно будет оперативно менять ток ограничения в значительных пределах, что, правда, будет сопровождаться изменением величины максимального падения напряжения V_SM и соответствующего ему изменения температурного коэффициента нестабильности.

Подводя итог обсуждению вопроса о конструкции простого ограничителя тока (Рисунок 4), можно сделать вывод о том, что изменения, внесенные в структуру прототипа (Рисунок 1), в конечном итоге, позволили снизить потери напряжения на нем до десятых долей вольта. Следует также добавить, что его работа выборочно была проверена и в других режимах, не отраженных в статье. В частности, при токах ограничения в диапазоне от 10 мА до 5 А и входных напряжениях 7, 12 и 20 В. Для адаптации к этим условиям изменялись лишь значения R_S ( 0.05, 0.2 и 1.2 Ом), а для задания тока ограничения в качестве R2 использовался переменный резистор на 1 кОм, сопротивление которого устанавливалось в соответствии с расчетом по (2). Все остальные элементы, включая и транзисторы, оставались прежними.

Защита от КЗ для блока питания своими руками

Иногда при наладке самодельных электронных устройств получается короткое замыкание, из за которого может выйти из строя блок питания. Поэтому у блока питания должна быть надежная защита от короткого замыкания, способная в нужный момент быстро отключить замкнувшую нагрузку и уберечь блок питания от поломки.

На этом рисунке изображена схема простого устройства предназначенного для надежной защиты блока питания от короткого замыкания.

Схема защиты блока питания от короткого замыкания

Принцип работы релейной защиты довольно простой. При подаче напряжения на схему в режиме ожидания загорается красный светодиод. После нажатии кнопки S1 ток поступает на обмотку реле, контакты переключаются и блокируют обмотку реле, таким образом схема переходит в рабочий режим, об этом сигнализирует загоревшийся зеленый светодиод, ток поступает на нагрузку. При возникновении короткого замыкания пропадает напряжение на обмотке реле, контакты его размыкаются, нагрузка автоматически отключается, загорается красный светодиод сигнализируя о срабатывании релейной защиты.

Схема предназначена для работы с постоянным выходным напряжением от 8 до 15 вольт, поэтому будет отлично работать с зарядным устройством из компьютерного блока питания, а также с любыми другими трансформаторными или импульсными блоками питания имеющими выходное напряжение в указанном диапазоне.

Данную схему можно считать универсальной, потому что её легко переделать под любое напряжение, достаточно всего лишь заменить реле под нужное вам напряжение, ну и конечно при необходимости подобрать резисторы R1 и R2 под установленные в схему светодиоды.

Печатная плата устройства защиты блока питания от короткого замыкания.

Печатная плата защиты блока питания от короткого замыкания

Посмотрим, как работает готовое устройство защиты блока питания от короткого замыкания. В дежурном состоянии после подачи питания, горит красный светодиод, нагрузка отключена.

Нажимаем кнопку и устройство перейдет в рабочий режим.

Загорелся зеленый светодиод, сигнализируя о подаче питания на нагрузку, в качестве нагрузки я использую обыкновенную 12 вольтовую лампочку.

С помощью отвертки замыкаю между собой центральный контакт с цоколем лампочки, получается короткое замыкание, мгновенно срабатывает защита от КЗ, нагрузка отключается, загорается красный светодиод своим светом сообщая о коротком замыкании.

Радиодетали для сборки

Реле SRD-12VDC-SL-C, можно использовать аналогичное на другое напряжение
Резисторы R1, R2 1K сопротивление подбирайте для каждого светодиода
Светодиоды 5 мм 2 шт. красный и зеленый
Кнопка любая без фиксации с нормально разомкнутыми контактами

Друзья, желаю вам удачи и хорошего настроения! До встречи в новых статьях!

Рекомендую посмотреть видеоролик о том, как сделать защиту от короткого замыкания для блока питания

Защита блока питания от короткого замыкания

Для питания своих конструкций радиолюбители нередко используют простейшие блоки, состоящие из понижающего трансформатора и выпрямителя с конденсатором фильтра. И, конечно, в таких блоках нет никакой защиты от короткого замыкания (КЗ) в нагрузке, хотя оно подчас приводит к выходу из строя выпрямителя и даже трансформатора. Применять в таких блоках питания в качестве элемента защиты плавкий предохранитель не всегда удобно, да и, кроме того, быстродействие у него невысокое. Один из вариантов решения проблемы защиты от КЗ — включение последовательно с нагрузкой полевого транзистора средней мощности с встроенным каналом.

Дело в том, что на вольт-амперной характеристике такого транзистора есть участок, на котором ток стока не зависит от напряжения между стоком и истоком. Поэтому на этом участке транзистор работает как стабилизатор (ограничитель) тока. Вольт-амперные характеристики транзистора для различных сопротивлений резистора R2 приводятся на рис. 7.1. Работает защита так. Если сопротивление резистора R2 равно нулю (т.е. исток соединен с затвором), а нагрузка потребляет ток около 0,25 А, то падение напряжения на полевом транзисторе не превышает 1,5 В, и на нагрузке будет практически все выпрямленное напряжение. При появлении же в цепи нагрузки замыкания ток через выпрямитель резко возрастает и при отсутствии транзистора может достичь нескольких ампер.

Транзистор ограничивает ток короткого замыкания на уровне 0,45…0,5 А независимо от падения напряжения на нем. В этом случае выходное напряжение станет равным нулю, а все напряжение упадет на полевом транзисторе.

Таким образом, в случае КЗ мощность, потребляемая от источника питания, увеличится в данном примере не более чем вдвое, что в большинстве случаев вполне допустимо и не отразится на «здоровье» деталей блока питания.

Уменьшить ток короткого замыкания можно увеличением сопротивления резистора R2. Нужно подобрать такой резистор, чтобы ток короткого замыкания был примерно вдвое больше максимального тока нагрузки. Подобный способ защиты особенно удобен для блоков питания со сглаживающим RC-фильтром. Поскольку во время КЗ на полевом транзисторе падает почти все выпрямленное напряжение, его можно использовать для световой или звуковой сигнализации. К примеру, схема включения световой сигнализации показана на рис. 7.2. Когда с нагрузкой все в порядке, горит светодиод HL2 зеленого цвета. При этом падения напряжения на транзисторе недостаточно для зажигания свето-диода HL1. Но стоит появиться КЗ в нагрузке, как светодиод HL2 гаснет, но зато вспыхивает HL1 красного свечения. Резистор R2 выбирают в зависимости от нужного ограничения тока КЗ по высказанным выше рекомендациям. Схема подключения звукового сигнализатора замыкания приведена на рис. 7.3. Его можно подключать либо между стоком и истоком транзистора, либо между стоком и затвором, как светодиод HL1.

При появлении на сигнализаторе достаточного напряжения вступает в действие генератор 34, выполненный на однопереходном транзисторе VT2, и в головном телефоне BF1 раздается звук. Однопереходный транзистор может быть КТ117А…КТ117Г, теле

фон — низкоомный (можно заменить динамической головкой небольшой мощности). Остается добавить, что для слаботочных нагрузок в блок питания можно ввести ограничитель тока КЗ на полевом транзисторе КП302В. При выборе транзистора для других блоков следует учитывать его допустимую мощность и напряжение сток-исток. Полное описание этого устройства приводится в [103].

Защита ЗУ от переполюсовки аккумулятора. — Защита — Схемы разных устройств — Схемы

Схема 100% рабочая!!!

После того как один знакомый сжег своё зарядное устройство из-за неправильно подключённого аккумулятора, мне предстояло собрать схему защиты от подобных косяков. В интернете нашлось много разнообразных схем, но остановился я на этой:

Источником этой схемы является сайт РадиоКот. После сборки схема заработала без нареканий.

Скажу сразу, что эта схема защищает от КЗ и от переполюсовки аккумулятора. При нормальном режиме, напряжение через светодиод и резистор R4 отпирает Т1 и всё напряжение с входа поступает на выход. При коротком замыкании или переполюсовке, ток импульсно резко возрастает. Падение напряжения на переходе полевика и на шунте резко увеличивается, что приводит к открытию Т2, который в свою очередь шунтирует затвор и исток. Добавочное отрицательное напряжение по отношению к истоку (падение на шунте) прикрывает VT1. Далее происходит лавинный процесс закрытия VT1. Светодиод засвечивается через открытый VT2. Схема может находиться в данном состоянии сколь угодно долго, до устранения замыкания.

Почитав разные форумы и комментарии, решил попробовать немного доработать эту схему. В разных публикациях рекомендуют разные доработки, но в основном вот так:

Итак, рекомендуют добавить стабилитрон ZD1, резистор R5 и конденсатор C2.

Стабилитрон рекомендуется установить для защиты затвора от превышения максимально допустимого напряжения.

Резистор рекомендуется установить для лучшей защиты полевого транзистора, так как в таком виде транзистор будет всегда закрыт и будет открываться только при наличии положительного напряжения на плюсовой клемме.

Конденсатор рекомендуется установить для защиты схемы от ложного срабатывания.

По результатам моего “шаманства” над схемой могу сказать следующее:

1.Стабилитрон действительно нужен, особенно если данная защита будет использоваться в трансформаторных ЗУ или БП. Например, максимальное напряжение Вашего ЗУ 18 В, а максимальное напряжение затвора 20 В. Казалось бы все ОК!, но это не так. Так как в трансформаторах есть такое явление как самоиндукция, то из-за неё в момент отключения трансформатора от сети, на вторичных обмотках будет скачок напряжения, существенно превышающий действующее напряжение. Именно этот скачок может пробить Ваш полевик. Поэтому стабилитрон надо подобрать на несколько вольт меньше чем максимальное напряжение затвора используемого Вами полевого транзистора.

2.Резистор 5, как было сказано выше, держит полевика закрытым при отсутствии положительного напряжения на плюсовой клемме. Но если установить этот резистор, то светодиод всегда будет немного светится, а при срабатывании защиты засветится ярко. От сопротивления этого резистора будет зависеть яркость постоянного свечения светодиода.

3.Конденсатор С2 рекомендовали установить для того чтобы схема не срабатывала когда не надо. В моём случае всё получилось наоборот. После установки этого конденсатора, схема начала вести себя неадекватно: светодиод подсвечивался (значит транзистор Т2 приоткрывался), полевик начинал сильно греется (так как Т2 приоткрывался то Т1 призакрывался что вызывало увеличение сопротивления перехода).

После всех этих проделок, от R5 и С2 я отказался. Оставил только стабилитрон.

И так пройдёмся по некоторым деталям.

R1 – он же шунт. От сопротивления этого резистора зависит ток срабатывания защиты. Я использовал 10 параллельно соединённых резисторов 0,1 Ом 1 Вт. В итоге получился резистор общим сопротивлением 0,01 Ом и мощностью 10 Вт. Находил информацию, что при сопротивлении 0,1 Ом защита сработает на 4-х Амперах, при 0,05 Ом ток срабатывания – 7. .8 А. Но этого сам не проверял. Можно также использовать готовый шунт от старого тестера.

Т1 — полевой транзистор. Его параметры зависят от ваших потребностей. Выбирать надо с запасом и по току, и по напряжению. Например, мне нужна была защита для использования в ЗУ с максимальным напряжением 22В и током 10 А. Выбран был транзистор STP30N05(30А, 50В, 0.045 Ω). После неких манипуляций он был удачно спален (температурный пробой). На замену пришел RFP70N06 (70А,60В, 0.014Ω). Можно применить любой из серии IRFZ44,46,48 или им подобные.

Транзистор	Максимальное напряжение С-И Вольт	Максимальный ток С-И Ампер	Максимальная Мощность Ватт	Сопротивление открытого канала Ом
IRF3205	55	110	200	0,008
STP75NF75	75	70	300	0,011
IRF1010E	60	81	170	0,012
SUB85N06	60	85	250	0,0052
SUP75N05(06)	55	75	158	0,007
IRFZ48N	55	64	140	0,016
BUZ100	50	60	250	0,018
IRL3705N	55	89	170	0,01
IRF2807	75	71	150	0,013
IRL2505	55	104	200	0,008

При выборе транзистора рекомендовал бы обращать внимание на сопротивление открытого канала. Чем оно меньше тем будет меньший нагрев транзистора. В даташите обозначается так R_DS(on) — Static Drain-to-Source On-Resistance

Также не забываем обращать внимание на максимальное напряжение затвора, в даташите оно обозначается так V_GS — Gate-to-Source Voltage.

При срабатывании защиты, полевой транзистор не нагревается. Но в нормальном режиме, через транзистор проходит не малый ток (в моем случае до 10 А), который и нагревает транзистора. По результатам испытаний оказалось что при прохождении тока до 4А транзистор без радиатора был еле тёплый. При прохождении тока больше 4А начинался нагрев полевика (). Даже если нагрев был такой что пальцами можно было удержатся, то через 3 часа зарядки аккумулятора током 6А транзистор нагревался очень сильно. Вывод однозначный – радиатор необходим (не большой, но надо).

Стабилитрон. С ним мы уже разобрались чуть выше. В моём случае максимальное напряжение затвора транзистора составляло 20 В. Стабилитрон я установил на 18 В.

Транзистор Т2. Не критичен и может быть установлен любой подходящий по параметрам. Например: BC 174, BC 182, BC 190, BC 546, 2SD767 и т. д.

Резистор R4. Встречал описание, в котором говорится, что если установить R4 — подстроечный номиналом 10кОм, то можно в узких пределах регулировать ток срабатывания защиты. Не знаю как там у них, но мне точная регулировка не была нужна. Но все равно решил попробовать. И зачем спрашивал я себя после этого. Как регулируется ток срабатывания я не увидел, но увидел, как красиво вылетает полевой транзистор, если установить сопротивление на R4 меньше 1кОм (случайно отвертка соскользнула). Очень не советую ставить этот резистор меньше 1кОм.

Диод D1. Также не критичен и может быть установлен практически любой. Я установил 1N4148. Встречал форумы, где говорят, что не видят смысла в установке этого диода, но я его не исключал из схемы. Я себе объясняю применение этого диода так: При подаче входного напряжения, на затворе Т1 присутствует положительное напряжение, которое накапливается на емкости затвора. Из-за этой ёмкости, даже после отключения питания, транзистор остается открытым некоторое время. Время, которое транзистор остается открытым зависит от емкости его затвора, чем больше ёмкость — тем дольше он открыт. Допустим, диод D1 отсутствует. Мы к включенному ЗУ подключаем аккумулятор со случайно перепутанной полярностью. Если по какой-то причине транзистор Т2 не откроется, то будет пшик, так как на момент подключения, транзистор Т1 останется открытым из-за накопленного положительного напряжения на затворе. А вот если б диод присутствовал, то напряжение с затвора через диод ушло б на минусовую клемму аккумулятора.

После сборки, готовую защиту хотел уже устанавливать в корпус ЗУ, но вдруг подумал: А что если защита сработает тогда, когда никого рядом не будет, или кто-то будет, но так что ЗУ не попадет в поле зрения и не увидит светящийся светодиод??? Решение – надо установить бузер. Бузер был применён на 12В 8мА. Изначально установил его параллельно светодиоду, но мне это не совсем понравилось, и я чуточку добавил деталей. Если защиту планируется вами применять в регулируемом БП или ЗУ с выходным напряжением от нуля, то бузер лучше установить на 5В. При этом последовательно с бузером необходимо подключить резистор, сопротивление которого надо будет подобрать.

После всего этого плата с защитой отправилась в ЗУ, где и до сих пор живёт-поживает. В результате, схема получилась вот такая:

И на конец несколько фото:

Срабатывание при КЗ.

Срабатывание при переполюсовке.

Просто плата.

Плата в корпусе ЗУ.

Плата в корпусе ЗУ. Ближе.

В архиве есть схема, эта статья и печатка. Скачать

Напоследок хотелось бы сказать что много кто пишет что эта схема не работает, работает неправильно или ещё что-то. У меня заработала и работает вполне нормально.

Всем удачи в повторении!!!

Как сделать защиту от короткого замыкания. Защита блока питания от кз

Схема защиты блока питания

Комментарии
Защита от короткого замыкания , переплюсовки полярноси и перегруза собрана на отдельной плате. Силовой транзистор использован серии IRFZ44, но при желании можно заменить на более мощный IRF3205 или на любой другой силовой ключ, который имеет близкие параметры. Можно использовать ключи из линейки IRFZ24, IRFZ40, IRFZ46, IRFZ48 и другие ключи с током более 20 Ампер. В ходе работы полевой транзистор остается ледяным,. поэтому в теплоотводе не нуждается.

Простейшая защита от короткого замыкания актуальна как для опытного, так и для начинающего радиолюбителя, так как от ошибок не застрахован никто. В этой статье приведено простую, но весьма оригинальную схему, которая поможет вам уберечь ваше устройство от не желательного выхода из строя. Самовосстанавливающийся предохранитель обесточивает схему, а светодиоды сигнализируют об аварийной ситуации, быстро, надёжно и просто.

Схема защиты от КЗ:

Схема, приведённая на рисунке №1, является весьма простой в настройке защитой для радиолюбительского блока питания или любой другой схемы.

Рисунок №1 – Схема защиты от коротко замыкания.

Работа схемы защиты от короткого замыкания:

Схема весьма простая, и понятная. Так как ток течёт по пути наименьшего сопротивления пока предохранитель FU1 цел, то подключена выходная нагрузка Rн рисунок №2 и через неё протекает ток. При этом постоянно горит светодиод VD4 (желательно зелёного цвета свечения).

Рисунок №2 – Работа схемы при целом предохранителе

Если же ток нагрузки, превышает максимальный ток допустимый для предохранителя, он срабатывает тем самым разрывая (шунтируя) цепь нагрузки рисунок №3. При этом загорается светодиод VD3 (красного цвета свечения) а VD4 гаснет. При этом не страдает и ваша нагрузка ни схема (конечно при условии своевременно срабатывания предохранителя).

Рисунок №3 – Сработал предохранитель

Диоды VD1,VD5 и стабилитрон VD2, защищают светодиоды от обратных токов. Резисторы R1,R2 ограничивают ток в схеме защиты. В качестве предохранителя FU1 я рекомендую использовать самовосстанавливающийся предохранитель. А номиналы всех элементов схемы вы подбираете в зависимости от ваших потребностей.

Рис. 2

Уменьшить ток короткого замыкания можно увеличением сопротивления резистора R1. Нужно выбирать такой резистор, чтобы ток короткого замыкания был примерно вдвое больше максимального тока нагрузки.
Подобный способ защиты особенно удобен для блоков питания со сглаживающим RC-фильтром — тогда полевой транзистор включают вместо резистора фильтра (такой пример показан на рис. 3).
Поскольку во время КЗ на полевом транзисторе падает почти все выпрямленное напряжение, его можно использовать для световой или звуковой сигнализации. Вот, к примеру, схема включения световой сигнализации — рис. 7. Когда с нагрузкой все в порядке, горит светодиод HL2 зеленого цвета. При этом падения напряжения на транзисторе недостаточно для зажигания светодиода HL1. Но стоит появиться КЗ в нагрузке, как светодиод HL2 гаснет, но зато вспыхивает HL1 красного свечения.

Рис. 3

Рис. 4

Сегодня моя статья будет носить исключительно теоретический характер, вернее в ней не будет «железа» как в предыдущих статьях, но не расстраивайтесь — менее полезной она не стала. Дело в том, что проблема защиты электронных узлов напрямую влияет на надежность устройств, их ресурс, а значит и на ваше важное конкурентное преимущество — возможность давать длительную гарантию на продукцию . Реализация защиты касается не только моей излюбленной силовой электроники, но и любого устройства в принципе, поэтому даже если вы проектируете IoT-поделки и у вас скромные 100 мА — вам все равно нужно понимать как обеспечить безотказную работу своего устройства.

Защита по току или защита от короткого замыкания (КЗ) — наверное самый распространенный вид защиты потому, что пренебрежение в данном вопросе вызывает разрушительные последствия в прямом смысле. Для примера предлагаю посмотреть на стабилизатор напряжения, которому стало грустно от возникшего КЗ:

Диагноз тут простой — в стабилизаторе возникла ошибка и в цепи начали протекать сверхвысокие токи, по хорошему защита должна была отключить устройство, но что-то пошло не так. После ознакомления со статьей мне кажется вы и сами сможете предположить в чем могла быть проблема.

Что касается самой нагрузки… Если у вас электронное устройство размером со спичечный коробок, нет таких токов, то не думайте, что вам не может стать так же грустно, как стабилизатору. Наверняка вам не хочется сжигать пачками микросхемы по 10-1000$? Если так, то приглашаю к ознакомлению с принципами и методами борьбы с короткими замыканиями!

Цель статьи

Свою статью я ориентирую на людей для которых электроника это хобби и начинающих разработчиков, поэтому все будет рассказываться «на пальцах» для более осмысленного понимания происходящего. Для тех, кому хочется академичности — идем и читаем любой ВУЗовский учебники по электротехники + «классику» Хоровица, Хилла «Искусство схемотехники».

Отдельно хотелось сказать о том, что все решения будут аппаратными, то есть без микроконтроллеров и прочих извращений. В последние годы стало совсем модно программировать там где надо и не надо. Часто наблюдаю «защиту» по току, которая реализуется банальным измерением напряжения АЦП какой-нибудь arduino или микроконтроллером, а потом устройства все равно выходят из строя. Я настоятельно не советую вам делать так же! Про эту проблему я еще дальше расскажу более подробно.

Немного о токах короткого замыкания

Для того, чтобы начать придумывать методы защиты, нужно сначала понять с чем мы вообще боремся. Что же такое «короткое замыкание»? Тут нам поможет любимый закон Ома, рассмотрим идеальный случай:

Просто? Собственно данная схема является эквивалентной схемой практически любого электронного устройства, то есть есть источник энергии, который отдает ее в нагрузку, а та греется и что-то еще делает или не делает.

Условимся, что мощность источника позволяет напряжению быть постоянным, то есть «не проседать» под любой нагрузкой. При нормальной работе ток, действующий в цепи, будет равен:

Теперь представим, что дядя Вася уронил гаечный ключ на провода идущие к лампочке и наша нагрузка уменьшилась в 100 раз, то есть вместо R она стала 0,01*R и с помощью нехитрых вычислений мы получаем ток в 100 раз больше. Если лампочка потребляла 5А, то теперь ток от нагрузки будет отбираться около 500А, чего вполне хватит чтобы расплавить ключ дяди Васи. Теперь небольшой вывод…

Короткое замыкание — значительное уменьшение сопротивления нагрузки, которое ведет к значительному увеличению тока в цепи.

Стоит понимать, что токи КЗ обычно в сотни и тысячи раз больше, чем ток номинальный и даже короткого промежутка времени хватает, чтобы устройство вышло из строя. Тут наверняка многие вспомнят о электромеханических устройствах защиты («автоматы» и прочие), но тут все весьма прозаично… Обычно розетка бытовая защищена автоматом с номинальным током 16А, то есть отключение произойдет при 6-7 кратном токе, что уже около 100А.

Блок питания ноутбука имеет мощность около 100 Вт, то есть ток нем менее 1А. Даже если произойдет КЗ, то автомат долго будет этого не замечать и отключит нагрузку, только когда все уже сгорит. Это скорее защита от пожара, а не защита техники.

Теперь давайте рассмотрим еще один, часто встречающийся случай — сквозной ток . Покажу я его на примере dc/dc преобразователя с топологией синхронный buck, все MPPT контроллеры, многие LED-драйвера и мощные DC/DC преобразователи на платах построены именно по ней. Смотрим на схему преобразователя:

На схеме обозначены два варианта превышения тока: зеленый путь для «классического» КЗ, когда произошло уменьшение сопротивления нагрузки («сопля» между дорог после пайки, например) и оранжевый путь . Когда ток может протекать по оранжевому пути? Я думаю многие знают, что сопротивление открытого канала полевого транзистора очень небольшое, у современных низковольтных транзисторов оно составляет 1-10 мОм. Теперь представим, что на ключи одновременно пришел ШИМ с высоким уровнем, то есть оба ключа открылись, для источника «VCCIN — GND» это равносильно подключению нагрузки сопротивлением около 2-20 мОм! Применим великий и могучий закон Ома и получим даже при питании 5В значение тока более 250А! Хотя не переживайте, такого тока не будет — компоненты и проводники на печатной плате сгорят раньше и разорвут цепь.

Данная ошибка очень часто возникает в системе питания и особенно в силовой электронике. Она может возникать по разным причинам, например, из-за ошибки управления или длительных переходных процессах. В последнем случае не спасет даже «мертвое время» (deadtime) в вашем преобразователе.

Думаю проблема понятна и многим из вас знакома, теперь понятно с чем нужно бороться и осталось лишь придумать КАК. Об этом и пойдет дальнейший рассказ.

Принцип работы защиты по току

Тут необходимо применить обычную логику и увидеть причинно-следственную связь:
1) Основная проблема — большое значения тока в цепи;
2) Как понять какое значение тока? -> Измерить его;
3) Измерили и получили значение -> Сравниваем его с заданным допустимым значением;
4) Если превысили значение -> Отключаем нагрузку от источника тока.

Измерить ток -> Узнать превысили ли допустимый ток -> Отключить нагрузку

Абсолютно любая защита, не только по току, строится именно так.

В зависимости от физической величины по которой строится защита, будут возникать на пути реализации разные технические проблемы и методы их решения, но суть неизменна.

Теперь предлагаю по порядку пройти по всей цепочки построения защиты и решить все возникающие технические проблемы. Хорошая защита — это защита, которую предусмотрели заранее и она работает. Значит без моделирования нам не обойтись, я буду использовать популярный и бесплатный MultiSIM Blue , который активно продвигается Mouser-ом. Скачать его можно там же — ссылка . Также заранее скажу, что в рамках данной статьи я не буду углубляться в схемотехнические изыски и забивать вам голову лишними на данном этапе вещами, просто знайте, что все немного сложнее в реальном железе будет.

Измерение тока

Это первый пункт в нашей цепочке и наверное самый простой для понимания. Измерить ток в цепи можно несколькими способами и у каждого есть свои достоинства и недостатки, какой из них применить конкретно в вашей задаче — решать только вам.

Я же расскажу, опираясь на свой опыт, о этих самых достоинствах и недостатках. Часть из них «общепринятые», а часть мои мироощущения, прошу заметить, что как какую-то истину даже не пытаюсь претендовать.

1) Токовый шунт . Основа основ, «работает» все на том же великом и могучем законе Ома. Самый простой, самый дешевый, самый быстрый и вообще самый самый способ, но с рядом недостатков:

А) Отсутствие гальванической развязки . Ее вам придется реализовывать отдельно, например, с помощью быстродействующего оптрона. Реализовать это не сложно, но требует дополнительного места на плате, развязанного dc/dc и прочие компоненты, которые стоят денег и добавляют габаритных размеров. Хотя гальваническая развязка нужна далеко не всегда, разумеется.

Б) На больших токах ускоряет глобальное потепление . Как я ранее писал, «работает» это все на законе Ома, а значит греется и греет атмосферу. Это приводит к уменьшению КПД и необходимости охлаждать шунт. Есть способ минимизировать этот недостаток — уменьшить сопротивления шунта. К сожалению бесконечно уменьшать его нельзя и вообще я бы не рекомендовал уменьшать его менее 1 мОм , если у вас пока еще мало опыта, ибо возникает необходимость борьбы с помехами и повышаются требования к этапу конструирования печатной платы.

В своих устройствах я люблю использовать вот такие шунты PA2512FKF7W0R002E:

Измерение тока происходит путем измерения падения напряжения на шунте, например, при протекании тока 30А на шунте будет падение:

То есть, когда мы получим на шунте падение 60 мВ — это будет означать, что мы достигли предела и если падение увеличится еще, то нужно будет отключать наше устройство или нагрузку. Теперь давайте посчитаем сколько тепла выделится на нашем шунте:

Не мало, правда? Этот момент надо учитывать, т.к. предельная мощность моего шунта составляет 2 Вт и превышать ее нельзя, так же не стоит припаивать шунты легкоплавким припоем — отпаяться может, видел и такое.

Используйте шунты, когда у вас большое напряжение и не сильно большие токи
Следите за количеством выделяемого на шунте тепла
Используйте шунты там, где нужно максимальное быстродействие
Используйте шунты только из специальным материалов: константана, манганина и подобных

2) Датчики тока на эффекте Холла .

Тут я допущу себе собственную классификацию, которая вполне себе отражает суть различных решений на данном эффекте, а именно: дешевые и дорогие .

А) Дешевые , например, ACS712 и подобные. Из плюсов могу отметить простоту использования и наличия гальванической развязки, на этом плюсы кончаются. Основным недостатком является крайне нестабильное поведение под воздействием ВЧ помех. Любой dc/dc или мощная реактивная нагрузка — это помехи, то есть в 90% случаев данные датчики бесполезны, ибо «сходят с ума» и показывают скорее погоду на Марсе. Но не зря же их делают?

Они имеют гальваническую развязку и могут измерять большие токи? Да. Не любят помехи? Тоже да. Куда же их поставить? Правильно, в систему мониторинга с низкой ответственностью и для измерения тока потребления с аккумуляторов. У меня они стоят в инверторах для СЭС и ВЭС для качественной оценки тока потребления с АКБ, что позволяет продлить жизненный цикл аккумуляторов. Выглядят данные датчики вот так:

Б) Дорогие . Имеют все плюсы дешевых, но не имеют их минусов. Пример такого датчика LEM LTS 15-NP :

Что мы имеем в итоге:
1) Высокое быстродействие;
2) Гальваническую развязку;
3) Удобство использования;
4) Большие измеряемые токи независимо от напряжения;
5) Высокая точность измерения;
6) Даже «злые» ЭМИ не мешают работе и не; влияют на точность.

Но в чем тогда минус? Те, кто открывали ссылку выше однозначно его увидели — это цена. 18$, Карл! И даже на серии 1000+ штук цена не упадет ниже 10$, а реальная закупка будет по 12-13$. В БП за пару баксов такое не поставить, а как хотелось бы… Подведем итог:

А) Это лучшее решение в принципе для измерения тока, но дорогое;
б) Применяйте данные датчики в тяжелых условиях эксплуатации;
в) Применяете эти датчики в ответственных узлах;
г) Применяйте их если ваше устройство стоит очень много денег, например, ИБП на 5-10 кВт, там он себя однозначно оправдает, ведь цена устройства будет несколько тысяч $.

3) Трансформатор тока . Стандартное решение во многих устройствах. Минуса два — не работают с постоянным током и имеют нелинейные характеристики. Плюсы — дешево, надежно и можно измерять просто огромнейшие токи. Именно на трансформаторах тока построены системы автоматики и защиты в РУ-0.4, 6, 10, 35 кВ на предприятиях, а там тысячи ампер вполне себе нормальное явление.

Честно говоря, я стараюсь их не использовать, ибо не люблю, но в различных шкафах управления и прочих системах на переменном токе все таки ставлю, т.к. стоят они пару $ и дают гальваническую развязку, а не 15-20$ как LEM-ы и свою задачу в сети 50 Гц отлично выполняют. Выглядят обычно вот так, но бывают и на всяких EFD сердечниках:

Пожалуй с методами измерения тока можно закончить. Я рассказал об основных, но разумеется не обо всех. Для расширения собственного кругозора и знаний, советую дополнительно хотя бы погуглить да посмотреть различные датчики на том же digikey.

Усиление измеренного падения напряжения

Дальнейшее построение системы защиты пойдет на базе шунта в роли датчика тока.

Давайте строить систему с ранее озвученным значением тока в 30А. На шунте мы получаем падение 60 мВ и тут возникают 2 технические проблемы:

А) Измерять и сравнивать сигнал с амплитудой 60 мВ неудобно. АЦП имеют обычно диапазон измерений 3.3В, то есть при 12 битах разрядности мы получаем шаг квантования:

Это означает, что на диапазон 0-60 мВ, который соответствует 0-30А мы получим небольшое количество шагов:

Получаем, что разрядность измерения будет всего лишь:

Стоит понимать, что это идеализированная цифра и в реальности они будет в разы хуже, т.к. АЦП сам по себе имеет погрешность, особенно в районе нуля. Конечно АЦП для защиты мы использовать не будем, но измерять ток с этого же шунта для построения системы управления придется. Тут задача была наглядно объяснить, но это так же актуально и для компараторов, которые в районе потенциала земли (0В обычно) работают весьма нестабильно, даже rail-to-rail.

Б) Если мы захотим протащить по плате сигнал с амплитудой 60 мВ, то через 5-10 см от него ничего не останется из-за помех, а в момент КЗ рассчитывать на него точно не придется, т. к. ЭМИ дополнительно возрастут. Конечно можно схему защиты повесить прямо на ногу шунта, но от первой проблемы мы не избавимся.

Для решения данных проблем нам понадобится операционный усилитель (ОУ). Рассказывать о том, как он работает не буду — тема отлично гуглится, а вот о критичных параметрах и выборе ОУ мы поговорим. Для начала давайте определимся со схемой. Я говорил, что особых изяществ тут не будет, поэтому охватим ОУ отрицательной обратной связью (ООС) и получим усилитель с известным коэффициентов усиления. Данное действия я смоделирую в MultiSIM (картинка кликабельна):

Скачать файл для симуляции у себя можно — .

Источник напряжения V2 выполняет роль нашего шунта, вернее он симулирует падение напряжения на нем. Для наглядности я выбрал значение падения равное 100 мВ, теперь нам нужно усилить сигнал так, чтобы перенести его в более удобное напряжение, обычно между 1/2 и 2/3 V ref . Это позволит получить большое количество шагов квантования в диапазон токов + оставить запас на измерения, чтобы оценить насколько все плохо и посчитать время нарастания тока, это важно в сложных системах управления реактивной нагрузкой. Коэффициент усиления в данном случае равен:

Таким образом мы имеем возможность усилить сигнал наш сигнал до требуемого уровня. Теперь рассмотрим на какие параметры стоит обратить внимание:

ОУ должен быть rail-to-rail, чтобы адекватно работать с сигналами около потенциала земли (GND)
Стоит выбирать ОУ с высокой скоростью нарастания выходного сигнала. У моего любимого OPA376 этот параметр равен 2В/мкс, что позволяет достигать максимальное выходное значение ОУ равное VCC 3.3В всего за 2 мкс. Этого быстродействия вполне достаточно, чтобы спасти любой преобразователь или нагрузку с частотами до 200 кГц. Данные параметры стоит понимать и включать голову при выборе ОУ, иначе есть шанс поставить ОУ за 10$ там, где хватило бы и усилителя за 1$
Полоса пропускания, выбираемого ОУ, должна быть как минимум в 10 раз больше, чем максимальная частота коммутации нагрузки. Опять же ищите «золотую середину» в соотношение «цена/ТТХ», все хорошо в меру

В большинстве своих проектов я использую ОУ от Texas Instruments — OPA376, его ТТХ хватает для реализации защиты в большинстве задач и ценник в 1$ вполне себе хорош.

Если вам необходимо дешевле, то смотрите на решения от ST, а если еще дешевле, то на Microchip и Micrel. Я по религиозным соображениям использую только TI и Linear, ибо оно мне нравится и сплю так спокойнее.

Добавляем реализм в систему защиты

Давайте теперь в симуляторе добавим шунт, нагрузку, источник питания и прочие атрибуты, которые приблизят нашу модель к реальности. Полученный результат выглядит следующим образом (картинка кликабельная):

Скачать файл симуляции для MultiSIM можно — .

Тут уже мы видим наш шунт R1 с сопротивлением все те же 2 мОм, источник питания я выбрал 310В (выпрямленная сеть) и нагрузкой для него является резистор 10.2 Ом, что опять по закону Ома дает нам ток:

На шунте как видите падают, ранее посчитанные, 60 мВ и их мы усиливаем с коэффициентом усиления:

На выходе мы получаем усиленный сигнал с амплитудой 3.1В. Согласитесь, его уже и на АЦП можно подать, и на компаратор и протащить по плате 20-40 мм без каких либо опасений и ухудшения стабильности работы. С этим сигналом мы и будем далее работать.

Сравнение сигналов с помощью компаратора

Компаратор — это схема, которая принимает на вход 2 сигнала и в случае если амплитуда сигнала на прямом входе (+) больше, чем на инверсном (-), то на выходе появляется лог. 1 (VCC). В противном случае лог. 0 (GND).

Формально любой ОУ можно включить как компаратор, но такое решение по ТТХ будет уступать компаратору по быстродействию и соотношению «цена/результат». В нашем случае, чем выше быстродействие, тем выше вероятность, что защита успеет отработать и спасти устройство. Я люблю применять компаратор, опять же от Texas Instrumets — LMV7271 . На что стоит обратить внимание:

Задержка срабатывания, по факту это основной ограничитель быстродействия. У указанного выше компаратора это время около 880 нс, что достаточно быстро и во многих задачах несколько избыточно по цене в 2$ и вы можете подобрать более оптимальный компаратор
Опять же — советую использовать rail-to-rail компаратор, иначе на выходе у вас будет не 5В, а меньше. Убедиться в этом вам поможет симулятор, выберите что-то не rail-to-rail и поэкспериментируйте. Сигнал с компаратора обычно подается на вход аварии драйверов (SD) и хорошо бы иметь там устойчивый TTL сигнал
Выбирайте компаратор с выходом push-pull, а не open-drain и другие. Это удобно и имеем прогнозируемые ТТХ по выходу

Теперь давайте добавим компаратор в наш проект в симуляторе и посмотрим на его работу в режиме, когда защита не сработала и ток не превышает аварийный (кликабельная картинка):

Скачать файл для симуляции в MultiSIM можно — .

Что нам нужно… Нужно в случае превышения тока более 30А, чтобы на выходе компаратора был лог. 0 (GND), этот сигнал будет подавать на вход SD или EN драйвера и выключать его. В нормальном состоянии на выходе должна быть лог. 1 (5В TTL) и включать работу драйвера силового ключа (например, «народный» IR2110 и менее древние).

Возвращаемся к нашей логике:
1) Измерили ток на шунте и получили 56.4 мВ;
2) Усилили наш сигнал с коэффициентом 50. 78 и получили на выходе ОУ 2.88В;
3) На прямой вход компаратора подаем опорный сигнал с которым будем сравнивать. Его задаем с помощью делителя на R2 и выставляет 3.1В — это соответствует току примерно в 30А. Данным резистором регулируется порог срабатывания защиты!
4) Теперь сигнал с выхода ОУ подаем на инверсный и сравниваем два сигнала: 3.1В > 2.88В. На прямом входу (+) напряжение выше, чем на инверсном входе (-), значит ток не превышен и на выходе лог. 1 — драйвера работают, а наш светодиод LED1 не горит.

Теперь увеличиваем ток до значения >30А (крутим R8 и уменьшаем сопротивление) и смотрим на результат (кликабельная картинка):

Давайте пересмотри пункты из нашей «логики»:
1) Измерили ток на шунте и получили 68.9 мВ;
2) Усилили наш сигнал с коэффициентом 50.78 и получили на выходе ОУ 3.4В;
4) Теперь сигнал с выхода ОУ подаем на инверсный и сравниваем два сигнала: 3.1В

Почему аппаратная?

Ответ на этот вопрос простой — любое программируемое решение на МК, с внешним АЦП и прочее, могут попросту «зависнуть» и даже если вы достаточно грамотный софтописатель и включили сторожевой таймер и прочие защиты от зависания — пока оно все обработается ваше устройство сгорит.

Аппаратная защита позволяет реализовать систему с быстродействием в пределах нескольких микросекунд, а если бюджет позволяет, то в пределах 100-200 нс, чего достаточно вообще для любой задачи. Также аппаратная защита не сможет «зависнуть» и спасет устройство, даже если по каким-то причинам ваш управляющий микроконтроллер или DSP «зависли». Защита отключит драйвер, ваша управляющая схема спокойно перезапустится, протестирует аппаратную часть и либо подаст ошибку, например, в Modbus или запустится если все хорошо.

Тут стоит отметить, что в специализированных контроллерах для построения силовых преобразователей есть специальные входы, которые позволяют аппаратно отключить генерацию ШИМ сигнала. Например, у всеми любимого STM32 для этого есть вход BKIN.

Отдельно стоит сказать еще про такую вещь как CPLD. По сути это набор высокоскоростной логики и по надежности оно сопоставимо с аппаратным решением. Вполне здравым смыслом будет поставить на плату мелкую CPLD и реализовать в ней и аппаратные защиты, и deadtime и прочие прелести, если мы говорим о dc/dc или каких-то шкафах управления. CPLD позволяет сделать такое решение очень гибким и удобным.

Эпилог

На этом пожалуй и все. Надеюсь вам было интересно читать данную статью и она даст вам какие-то новые знания или освежит старые. Всегда старайтесь заранее думать какие модули в вашем устройстве стоит реализовать аппаратно, а какие программно. Часто реализация аппаратная на порядки проще реализации программной, а это ведет с экономии времени на разработке и соответственно ее стоимости.

Формат статьи без «железа» для меня новый и попрошу высказать ваше мнение в опросе.

Начиниющие радиолюбители, которых большинство, для сборки регулированного блока питания выбирают схемы попроще. Такую схемку решил сделать и я, так как возможностей достать дорогие детали и настроить сложный БП вряд-ли получится.

Самое основное для любой конструкции корпус. Тут мне повезло досать нерабочий БП ATX от компьютера, куда и будет помещён будущий блок питания.

Разъёмы сзади для сети 220В оставил, а на место кулера прикрутил обычную розетку, так как их постоянно не хватает для массы моих электронных устройств. Короче лишней она не будет.

Печатная плата блока питания простейшая и изготовить её будет легко даже начинающим. В крайнем случае можно вырезать дорожки резаком, а не травить. Для защиты по максимальному току — а это обязательно должно быть в радиолюбительском блоке питания, выбрал схему электронного предохранителя с индикацией перегрузки на светодиоде.

Передняя панель блока питания изготавливается из пластика, текстолита или даже фанеры — кто на что богат. На ней будут крепиться стрелочные индикаторы — вольтметр и амперметр (как впоследствии стало понятно, что это намного лучше и удобней цифровой индикации), регулятор напряжения и кнопки включения и переключения режимов защиты. Я выбрал 0,1 и 1А, но можно расчитать резистор токовой защиты на любое значение.

Ещё на передней панели блока питания будут две клеммы для подключения проводов выхода БП.

Получается вот что-то уже похожее на блок питания. Трансформатор выбираем такой, чтоб он поместился в корпус. Так что если вы идёте его покупать на радиобазаре — сначала замеряйте габариты коробки.

Корпус обклеиваем самоклеющейся плёнкой или красим лаком.

Зелёный светодиод будет светиться при включении БП в сеть, а красный сигнализирует о срабатывании защиты от токовой перегрузки.

Здесь написано как рассчитать шунт для стрелочных индикаторов. А чтоб нанести на шкалу новые значения вольт и ампер, придётся раскрыть их корпуса и аккуратно наклеить бумажки с новыми значениями поверх старых.

Вот и всё. Отличный простой блок питания из подручных материалов полностью готов. Работа с ним в течении нескольких месяцев показала его высокую надёжность и простоту эксплуатации. Материал предоставил in_sane.

Обсудить статью ПРОСТОЙ БЛОК ПИТАНИЯ С ЗАЩИТОЙ

Метод защиты от короткого замыкания для SiC MOSFET среднего напряжения на основе обнаружения напряжения затвор-исток

Чен, М., Сюй, Д., Чжан, X., Чжу, Н., Ву, Дж., Раджашекара , K .: Улучшенный метод защиты от короткого замыкания IGBT с самонастраивающейся схемой гашения на основе измерения В _CE. IEEE Trans. Power Electron. 33 (7), 6126–6136 (2018)

Артикул Google Scholar

Ши Ю., Се, Р., Ван, Л., Ши, Ю., Ли, Х .: Характеристики и защита от короткого замыкания модуля SiC MOSFET T-типа на 1200 В в фотоэлектрических инверторах. IEEE Trans. Ind. Electron. 64 (11), 9135–9143 (2017)

Артикул Google Scholar

Wang, Z., Shi, X., Xue, Y., Tolbert, L.-M., Wang, F., Blalock, BJ: Дизайн и оценка характеристик схем защиты от сверхтоков для карбида кремния ( SiC) силовые полевые МОП-транзисторы. IEEE Trans.Ind. Electron. 61 (10), 5570–5581 (2014)

Артикул Google Scholar

Ван, З., Тонг, К., Чжан, Я .: Исследование схем защиты в зависимости от температуры для SiC MOSFET. В: Материалы международной конференции по электрическим машинам и системам, стр. 822–826 (2018)

Хоригучи, Т., Киноути, С.И., Накаяма, Ю., Акаги, Х .: Быстрая защита от короткого замыкания. метод с использованием характеристик заряда затвора SiC MOSFET.В: Материалы конгресса и выставки IEEE по преобразованию энергии, стр. 4756–4764 (2015)

Лай, Р., Ван, Ф., Бургос, Р., Бороевич, Д., Чжан, Д., Нин , П .: Схема защиты от сквозного прохода для преобразователей, построенных на SiC JFET. IEEE Trans. Ind. Appl. 46 (6), 2495–2500 (2010)

Артикул Google Scholar

Ротмунд Д., Бортис Д., Колар У. Дж .: Компактный изолированный драйвер затвора со сверхбыстрой защитой от перегрузки по току для SiC MOSFET на 10 кВ.CPSS Tran. Power Electron. Прил. 3 (7), 278–291 (2018)

Статья Google Scholar

Мифтахутдинов Р., Ли, X., Мухопадхяй, Р., Ван, Г.: Как защитить SiC полевые транзисторы от короткого замыкания — обзор. В: Proceedings of IEEE European Conference on Power Electronics and Applications, pp 1–10 (2018)

Ji, S., Laitinen, M., Huang, X., Sun, J., Giewont, B. , Леон, М., Толберт, М.Л., Ван, Ф.: Характеристики короткого замыкания и защита SiC MOSFET 10 кВ. IEEE Trans. Power Electron. 34 (2), 1755–1764 (2019)

Статья Google Scholar

10.

Садик Д.П., Кломенарес Дж., Толстой Г., Пефитицис Д., Баковски М., Рабковски Дж .: Схема защиты от короткого замыкания для силовых транзисторов из карбида кремния. IEEE Trans. Ind. Electron. 63 (4), 1995–2004 (2016)

Статья Google Scholar

11.

Сухатме, Ю., Кришна, Ю., Ганесан, В. М., Хатуа, М .: Технология защиты от короткого замыкания на основе тока стока для SiC MOSFET. В: Материалы международного симпозиума по устройствам, схемам и системам (2018)

12.

Сан, К., Ван, Дж., Бургос, Р., Бороевич, Д., Канг, Ю., Чой, Э. : Анализ и разработка схемы максимальной токовой защиты на основе паразитной индуктивности силового модуля SiC MOSFET. В: Материалы конференции и выставки IEEE по прикладной силовой электронике, стр.2086–2812 (2018)

13.

Юн, Х., Чо, Й .: Применение датчика тока с катушкой Роговского для обнаружения и блокировки перегрузки по току в системах преобразования энергии. В: Материалы международной конференции по силовой электронике и ECCE Asia (2019)

14.

Wang, J., Shen, Z., Dimarino, C., Burgos, R., Boroyevich, D .: Разработка драйвера затвора для Модуль SiC MOSFET 1,7 кВ с датчиком тока Роговского для защиты от короткого замыкания. В: Материалы конференции и выставки IEEE по прикладной силовой электронике, стр.516–523 (2016)

15.

Чжан, В., Ван, Ф., Чжан, З., Хольцингер, Б. : Быстрая максимальная токовая защита широкозонного устройства с измерением постоянного тока. В: Материалы международной конференции по силовой электронике и ECCE Asia (2019)

16.

Цуй, Ю., Чжан, З., И, П., Вэй, Л .: Исследование токовой защиты от сверхтоков на основе зеркала для 1200 Модули SiC MOSFET высокой мощности V 800A. В: Материалы конгресса и выставки IEEE по преобразованию энергии, стр.6161–6165 (2019)

17.

Лю, Дж., Ван, Ю., Чжэн, З., Пэн, З., Ли, Я .: Сравнение двух драйверов затвора для SiC MOSFET по производительности переключения и выше текущая защита. В: Материалы международной конференции по электрическим машинам и системам (2017)

18.

Ван, Х., Чжао, Дж., Чжэн, З., Сунь, Х .: Схема силового МОП-транзистора из карбида кремния с быстрым коротким замыканием. защита цепи. В: Труды семинара по устройствам и приложениям питания с широкой запрещенной зоной в Азии, стр.260–265 (2018)

19.

Чжан, X., Шен, Г. , Гант, Л., Банерджи, С.: Углубленное исследование устойчивости к короткому замыканию и защиты SiC MOSFET на 1200 В. В: Материалы международной выставки и конференции по силовой электронике, интеллектуальному движению, возобновляемым источникам энергии и управлению энергопотреблением, стр. 866–872 (2018)

20.

Кумар А., Равичандран А., Сингх С., Шах, С., Бхаттачарья, С.: Интеллектуальный драйвер затвора среднего напряжения с улучшенной схемой защиты от короткого замыкания для полевых МОП-транзисторов 4H-SiC на 10 кВ.В: Протоколы конгресса и выставки IEEE по преобразованию энергии, стр. 2560–2566 (2017)

21.

Райс, Дж., Муккен, Дж .: Соображения по конструкции привода затвора SiC MOSFET. В: Материалы международного семинара IEEE по интегрированной силовой упаковке, стр. 24–27 (2015)

22.

Ибарра, Л., Понсе, П., Молина, А.: Регулируемая бессенсорная защита от сквозного прохода для H -мосты. В: Материалы ежегодной конференции общества промышленной электроники IEEE, стр. 379–384 (2018)

23.

Anurag, A., Acharya, S., Prabowo, Y., Gohil, G., Bhattacharya, S .: Конструктивные соображения и разработка инновационного драйвера затвора для силовых устройств среднего напряжения с высоким d v / d т . IEEE Trans. Power Electron. 34 (6), 5256–5267 (2019)

Артикул Google Scholar

24.

Лутц, Дж., Баслер, Т .: Устойчивость к короткому замыканию высоковольтных IGBT. В кн .: Материалы международной конференции по микроэлектронике, с.243–250 (2012)

25.

Чохавала, Р., Кэтт, Дж., Кирали, Л .: Обсуждение поведения IGBT при коротком замыкании и схем защиты от короткого замыкания. IEEE Trans. Ind. Appl. 31 (2), 256–263 (1995)

Артикул Google Scholar

Как и когда взрываются полевые МОП-транзисторы

Высокие температуры и рабочие условия за пределами безопасной рабочей зоны могут вывести из строя полевые МОП-транзисторы, используемые в схемах переключения.

MOSFET (полевой транзистор металл-оксид-полупроводник) является основным компонентом в схемах преобразования энергии и коммутации для таких приложений, как приводы двигателей и импульсные источники питания (SMPS).МОП-транзисторы обладают высоким входным сопротивлением затвора, в то время как ток, протекающий через канал между истоком и стоком, регулируется напряжением затвора. Однако при неправильном обращении и защите высокий входной импеданс и усиление также могут привести к повреждению полевого МОП-транзистора из-за перенапряжения или слишком высокого тока.

Сначала несколько основных принципов предотвращения повреждения полевого МОП-транзистора. Очевидно, что V _GS и V _DS должны находиться в определенных пределах. То же по току, I _d. Также существует ограничение мощности, определяемое максимальной температурой перехода.Базовые значения для верхнего максимума этих параметров приведены на графике безопасной рабочей области (SOA) в таблице данных MOSFET. Но, оказывается, могут применяться и другие тепловые ограничения. График SOA, например, обычно предполагает температуру окружающей среды 25 ° C с определенной температурой перехода, обычно ниже 150 ° C.Но существует множество условий, которые могут вызвать высокие температурные градиенты, которые могут привести к расширению и растрескиванию MOSFET умирают.

Новые поколения полевых МОП-транзисторов включают функции, которые включают низкий R _{DS (on)}, чтобы минимизировать потери проводимости и повысить эффективность работы.Примеры включают в себя полевые МОП-транзисторы NTMFS5C404NLT, NTMFS5C410NLT и NTMFS5C442NLT от ON Semiconductor, которые имеют максимальные значения R _{DS (on)} 0,74, 0,9 и 2,8 мОм соответственно. Они дополняются моделями NTMFS5C604NL, NTMFS5C612NL и NTMFS5C646NL, которые имеют номинальное напряжение пробоя 60 В. Устройства на 40 и 60 В рассчитаны на работу при температурах перехода до 175 ° C, чтобы обеспечить больший тепловой запас для конструкций.

Одним из факторов, который следует учитывать в этом отношении, является то, что термическое сопротивление MOSFET является средним; он применяется, если вся матрица имеет одинаковую температуру.Но полевые МОП-транзисторы, предназначенные для импульсных источников питания, могут испытывать большие колебания температуры в разных областях своего кристалла. Оптимизированные для включения / выключения, они обычно плохо работают в своей линейной области.

Типичным режимом отказа полевого МОП-транзистора является короткое замыкание между истоком и стоком. В этом случае только полное сопротивление источника питания ограничивает пиковый ток. Обычным результатом прямого короткого замыкания является плавление матрицы и металла, что в конечном итоге приводит к размыканию цепи. Например, достаточно высокое напряжение, приложенное между затвором и истоком (V _GS), разрушит оксид затвора MOSFET.Гейтс, рассчитанный на 12 В, скорее всего, откажется от напряжения около 15 В или около того; ворота с номиналом 20 В обычно выходят из строя при напряжении около 25 В.

В общем, превышение номинального напряжения MOSFET всего на несколько наносекунд может его разрушить. Производители устройств рекомендуют выбирать устройства MOSFET консервативно для ожидаемых уровней напряжения и дополнительно рекомендуют подавлять любые скачки напряжения или звон.

Слишком маленький привод затвора
Устройства MOSFET предназначены для рассеивания минимальной мощности при включении.Кроме того, полевой МОП-транзистор должен быть включен жестко, чтобы минимизировать рассеивание во время проводимости, в противном случае он будет иметь высокое сопротивление во время проводимости и будет рассеивать значительную мощность в виде тепла.

Вообще говоря, полевой МОП-транзистор, пропускающий большой ток, нагревается. Плохой теплоотвод может повредить полевой МОП-транзистор из-за чрезмерной температуры. Один из способов избежать слишком высокого тока — это параллельное соединение нескольких полевых МОП-транзисторов, чтобы они разделяли ток нагрузки.

График зависимости мощности полевого МОП-транзистора от температуры обычно основан на предположениях относительно теплоотвода и монтажа, как в случае с этим графиком для устройства ON Semiconductor CPh4348.

Многие P- и N-канальные полевые МОП-транзисторы используются в топологиях, включающих конфигурацию H- или L-моста между шинами напряжения. Здесь, если управляющие сигналы на полевые МОП-транзисторы перекрываются, транзисторы фактически закорачивают питание. Это состояние известно как прострел. Когда он возникает, любые разделительные конденсаторы питания быстро разряжаются через оба полевых МОП-транзистора во время каждого переключения, вызывая короткие, но большие импульсы тока.

Способ избежать этого условия — обеспечить мертвое время между переключениями, в течение которого ни один из полевых МОП-транзисторов не включен.

Типичный график области безопасной работы полевого МОП-транзистора, этот для полевого МОП-транзистора CPh4348 от ON Semiconductor. График SOA обычно предполагает температуру окружающей среды 25 ° C с температурой перехода ниже 150 ° C.

Перегрузки по току даже на короткое время могут вызвать прогрессирующее повреждение полевого МОП-транзистора, часто с небольшим заметным повышением температуры перед отказом. МОП-транзисторы часто имеют высокий пиковый ток, но они обычно предполагают пиковые токи продолжительностью только 300 мкс или около того. При переключении индуктивных нагрузок особенно важно завышать максимальную мощность полевых МОП-транзисторов.

При переключении индуктивных нагрузок должен быть путь, по которому обратная ЭДС может свободно вращаться при выключении полевого МОП-транзистора. Свободный ход — это внезапный скачок напряжения, наблюдаемый на индуктивной нагрузке, когда ее напряжение питания внезапно прерывается. МОП-транзисторы с расширенным режимом содержат диод, обеспечивающий такую защиту.

Резонансные цепи с высокой добротностью могут накапливать значительную энергию за счет своей индуктивности и емкости. При определенных условиях эта высокая энергия заставляет ток свободно проходить через внутренние диоды полевых МОП-транзисторов, когда один полевой МОП-транзистор выключается, а другой включается. (Внутренний диод образуется в pn переходе корпус-сток, подключенном между стоком и истоком. В N-канальных устройствах анод основного диода соединяется со стоком. В P-канальных МОП-транзисторах полярность обратной полярности.) Проблема может возникают из-за медленного выключения (или обратного восстановления) внутреннего диода, когда противоположный MOSFET пытается включиться.

Корпусные диоды полевого МОП-транзистора

обычно имеют длительное время обратного восстановления по сравнению с характеристиками самих полевых МОП-транзисторов. Если основной диод одного полевого МОП-транзистора проводит ток при включенном противостоящем устройстве, возникает короткое замыкание, напоминающее состояние прострела.Для решения этой проблемы используются диод Шоттки и диод с быстрым восстановлением. Диод Шоттки подключается последовательно с источником MOSFET и предотвращает прямое смещение корпусного диода MOSFET током свободного хода. Высокоскоростной диод (быстрое восстановление) подключается параллельно паре MOSFET / Schottky. Это позволяет току свободного хода полностью обходить полевой МОП-транзистор и Шоттки. Это гарантирует, что корпусный диод MOSFET никогда не перейдет в проводимость.

Продолжительность работы полевого МОП-транзистора может сильно повлиять на тепловое сопротивление.Этот конкретный примерный график предназначен для полевого МОП-транзистора CPh4348 от ON Semiconductor.

Переходы
МОП-транзистор рассеивает мало энергии во время его устойчивого включения и выключения, но он рассеивает значительную энергию во время перехода. Таким образом, желательно переключаться как можно быстрее, чтобы минимизировать рассеиваемую мощность. Поскольку затвор MOSFET в основном емкостный, для зарядки и разрядки затвора требуются значительные импульсы тока за несколько десятков наносекунд. Пиковый ток затвора может достигать ампера.

Высокий импеданс входов MOSFET может привести к проблемам со стабильностью. При определенных условиях высоковольтные полевые МОП-транзисторы могут колебаться на высоких частотах из-за паразитной индуктивности и емкости в окружающем контуре (частоты обычно находятся в диапазоне низких мегагерц). Производители устройств рекомендуют использовать схему управления затвором с низким импедансом, чтобы предотвратить попадание паразитных сигналов на затвор MOSFET.

Список литературы

ON Semiconductor
onsemi.com

Сравнение теплового напряжения при коротком замыкании в SiC-транзисторах 1,2 кВ различных типов на основе экспериментов и моделирования

[1] Д. П. Садик, Дж. Кольменарес, Г. Толстой, Д. Пефтицис, М. Баковски, Дж. Рабковски и Х. П. Ни, Схемы защиты от короткого замыкания для силовых транзисторов из карбида кремния, IEEE Transactions on Industrial Electronics, vol.63, нет. 4, стр. 1995-2004, апрель (2016).

DOI: 10. 1109 / tie.2015.2506628

[2] Р.Сингх, Б. Груммель и С. Сундаресан, Устойчивость к коротким замыканиям SiC-переключателей на 1200 В, в 2015 г. 3-й семинар IEEE по устройствам и приложениям питания с широкой полосой пропускания (WiPDA), ноябрь 2015 г., стр. 1-4.

DOI: 10.1109 / wipda.2015.7369309

[3] SYNOPSYS, Руководство пользователя Taurus Medici, версия L-2016. 03, (2016).

[4] Дж. К. Лим, Д. Пефтицис, Дж. Рабковски, М. Баковски и Х. П. Ни, Анализ и экспериментальная проверка влияния допусков производственного процесса и паразитных характеристик схемы на переходное разделение тока параллельно подключенных SiC JFET, транзакции IEEE в силовой электронике, т.29, нет. 5, pp.2180-2191, май (2014).

DOI: 10.1109 / tpel.2013.2281084

[5] С. Мурали и Н. Срикант, Кислотная декапсуляция корпусов ИС, отлитых из эпоксидной смолы, с медными проволочными соединениями, IEEE Transactions on Electronics Packaging Manufacturing, vol. 29, нет. 3, стр. 179-183, июль (2006).

DOI: 10.1109 / tepm.2006.882499

Модули SiC

сократят потери на 70% по сравнению с кремниевыми IGBT

Модули SiC

сократят потери на 70% по сравнению с кремниевыми IGBT

15 сентября, 2020

Компания Mitsubishi Electric объявила о выпуске силовых модулей из карбида кремния (SiC) второго поколения, основанных на недавно разработанном чипе SiC, который, по прогнозам компании, приведет к разработке меньшего, более легкого и более эффективного силового электронного оборудования в различных областях промышленности. включая частотно-регулируемые приводы.

Семейство из 12 модулей SiC, которое должно быть запущено в январе 2021 года, будет включать устройства, способные управлять током до 1,2 кА при 1,2 кВ.

Силовые полупроводники

на основе SiC привлекают все больший интерес из-за своего потенциала по сокращению потерь мощности и повышению энергоэффективности оборудования для преобразования энергии. Mitsubishi разрабатывает силовые модули, оснащенные чипами SiC с 2010 года.

Компания заявляет, что характеристики низких потерь мощности и работа на высокой несущей частоте микросхем SiC-Mosfet (металлооксидный полупроводниковый полевой транзистор) и SiC-SBD (диод с барьером Шоттки) в новых модулях помогут снизить потери мощности на около 70% по сравнению с обычными кремниевыми модулями IGBT.Несущая частота определяет время включения / выключения переключающих элементов в схемах инвертора.

Сниженные потери мощности и высокие несущие частоты также позволят использовать меньшие и более легкие внешние компоненты, такие как реакторы и охладители.

Кроме того, технология легирования переходных полевых транзисторов (JFET), используемая в модулях, снизит их сопротивление в открытом состоянии примерно на 15% по сравнению с предыдущими модулями SiC Mitsubishi с таким же номиналом.

Новые силовые модули SiC от Mitsubishi Electric могут привести к созданию более компактных, легких и эффективных приводов

Уменьшение емкости зеркала обеспечит быстрое переключение и снизит коммутационные потери.(Паразитная емкость между затвором и стоком в устройствах Mosfet влияет на время их переключения.)

Некоторые из новых модулей будут включать схемы управления в реальном времени (RTC), которые уравновешивают характеристики короткого замыкания с низким сопротивлением в открытом состоянии. Эти схемы помогут достичь безопасных характеристик короткого замыкания и низкого сопротивления в открытом состоянии, чтобы блокировать высокие токи во время коротких замыканий.

В случае короткого замыкания чрезмерные токи будут надежно заблокированы от внешних цепей защиты путем контроля сигналов обнаружения короткого замыкания.

Новые модули имеют оптимизированную внутреннюю компоновку микросхем, предназначенную для улучшения теплоотвода. Децентрализованное размещение микросхем SiC-Mosfet и SiC-SBD в модулях поможет улучшить рассеивание тепла, что позволит использовать кулеры меньшего размера или безвентиляторные.

Эксплуатация Термореактивное переключение Органическое Полевые транзисторы

ACS Omega. 2019 Dec 24; 4 (26): 22082–22088.

, ^† ⊥, ^† ^‡ ⊥, ^†, ^†, ^†, ^† ^‡, * ^‡, * и * ^† ^§

Yang-Hsun Cheng

^† Департамент химического машиностроения и ^‡ Высший институт прикладных наук и технологии, Национальный университет Тайваня наук и технологий, Тайбэй 10607, Тайвань

Ai-Nhan Au-Duong

^† Департамент химической инженерии и ^‡ Институт прикладных наук и технологии, Национальный университет Тайваня наук и технологий, Тайбэй 10607, Тайвань

Tsung-Yen Chiang

Цзы-Юань Вэй

Кай-Лин Чен

Juin-Yih Lai

Чиен-Чи Ху

Чу-Чен Чуэ

^§ Центр перспективных исследований в области экологии Материаловедение и технологии и ^∥ Кафедра Химическая инженерия, Тайваньский национальный университет, Тайбэй 10617, Тайвань

Yu-Cheng Chiu

^† Департамент химической инженерии и ^‡ Институт прикладных наук и технологии, Национальный университет Тайваня науки и технологий, Тайбэй 10607, Тайвань

^§ Центр перспективных исследований в области экологии Материаловедение и технологии и ^∥ Кафедра Химическая инженерия, Национальный университет Тайваня, Тайбэй 10617, Тайвань

^† Кафедра химического машиностроения и ^‡ Высший институт прикладных наук и технологии, Национальный университет Тайваня науки и технологий, Тайбэй 10607, Тайвань

Автор, ответственный за переписку.

Поступило 28.09.2019 г .; Принято 27 ноября 2019 г.

Это статья в открытом доступе, опубликованная под лицензией ACS AuthorChoice License, которая разрешает копирование и распространение статьи или любые изменения в некоммерческих целях. Эта статья цитируется другими статьями в PMC.

Abstract

В данной работе используется новый термочувствительный переключающий транзистор. является разработан за счет рациональной конструкции активных материалов на основе типичная конфигурация устройства на полевых транзисторах (FET), где активный материал состоит из смеси с тепловым расширением полимер и полимерный полупроводник.Здесь полиэтилен (ПЭ) используется в качестве полимера термического расширения из-за его большого объема коэффициент расширения вблизи точки плавления (90–130 ° C), что аналогично соответствует точке перегрева, которая может вызвать повредить или вызвать возгорание устройств. Выявлено, что благодаря термисторные свойства PE, характеристики полевого транзистора устройство будет значительно уменьшаться при высоких температурах (100–120 ° С). Это потому, что большое объемное расширение полиэтилена при таком высоком температура (около T _м) эффективно увеличивает расстояние кристаллических доменов поли (3-гексилтиофен-2,5-диил) чтобы привести к сильному торможению тока.Кроме того, спектакль этого устройства вернется к исходному значению после охлаждения от 120 до 30 ° C за счет сжатия объема PE. В обратимые характеристики полевого транзистора в зависимости от температуры тепловая чувствительность устройства на основе ПЭ. Наши результаты демонстрируют легкий и многообещающий подход к разработке следующего поколения выключатели для отключения при перегреве электрических цепей.

1. Введение

За последнее десятилетие электронные устройства стали важными элементарные блоки для разработки разнообразной потребляющей электроники в нашей общество.Во время работы электронных устройств потери тепла будут неизбежно, и основным побочным продуктом будет тепло. В некоторых случаях, электрические устройства в цепях, особенно для интегрированных электроника, такая как сотовые телефоны, автомобили и т. д., может быть перегрета из-за отходящего тепла, выделяемого при коротком замыкании, искровом промежутке, или плохой отвод тепла. ¹ Такой перегрев устройства вызвали серьезное беспокойство, потому что они могут ассоциироваться с серьезными повреждениями, такими как пожар, взрыв и травмы.По этой причине, коммерческие устройства обычно комплектуются двумя элементами, объединяющими функции датчика температуры и автоматического выключателя; тем не мение, это может вызвать затруднения в работе или усложнить устройство дизайн. Таким образом, в последнее время внимание исследователей было увеличено с целью поиска более простые и эффективные методы ограничения этой нехватки. ¹

Исходя из этого требования, мы особенно заинтересованы в развитии транзисторный ключ, самый основной элемент в электронной схеме которые могут обеспечить быстрое отключение при аномальной температуре.Среди разработанные транзисторы, органические полевые транзисторы (OFET) имеют вызвали значительный исследовательский интерес из-за преимуществ низкая стоимость, легкий вес, низкое энергопотребление, простая интеграция возможности и простой дизайн конструкции. Таким образом, были задействованы OFET. для широко распространенных приложений, например, коммутация и усиление сигналов в современных электронных устройствах. ²⁻⁹ В последнее время многочисленные усилия были даже направлены на разработку OFET, реагирующих на стимулы, которые реагируют на физические, ^10-12 химические, ^13,14 или биологические стимулы.¹⁵ Как правило, стратегия реализации зондирования функции OFET опираются на рациональные конструкции активного канала материалы, электроды и диэлектрические слои затвора. Например, изготовлен высокопроизводительный датчик давления с высокой чувствительностью и время отклика за счет прямого включения микроструктурированной плазмы десорбционные масс-спектрометрические пленки в диэлектрический слой Устройство OFET. ¹¹ Еще одно исследование фототранзисторов состоящий из смеси поли (3-гексилтиофен-2,5-диил) (P3HT) и TiO ₂ наночастиц в качестве активного слоя было продемонстрировано чтобы показать стабильные электрические характеристики и быструю реакцию на световое освещение. ¹² Однако, насколько нам известно, термореактивные OFET для применений в защите от перегрева. редко исследуется.

В этом исследовании мы описываем новый подход реализовать термореактивный переключение OFET за счет рациональной конструкции активного материала, для который активный канал состоит из смеси теплового расширения полимер и полимерный полупроводник. Здесь полиэтилен (ПЭ) выбран в качестве полимера термического расширения из-за его значительного свойство объемного расширения вблизи точки плавления (90–130 ° C), что аналогично соответствует точке перегрева, которая может вызвать повреждение устройств или может вызвать возгорание в результате воздействия встроенных электронных компонентов к высокотемпературным внутренним жидкости (например, масло и охлаждающая жидкость).Между тем, P3HT выбран в качестве модельный полупроводниковый материал. Интересно проявляется, что смешанный полиэтилен может эффективно увеличить расстояние между упаковочными мотивами между проводящими доменами при повышении температуры, тем самым ограничивая выходной ток при относительно высокой температуре. ^16,17 Следовательно, прямая зависимость производительности от температуры нашего изготовленные устройства OFET исследуются при нагреве и охлаждении внешняя температура (от 30 до 120 ° С). У нас также есть исследовали морфологию активных слоев при изменении температуры вариации с использованием атомно-силовой микроскопии (АСМ) и скользящего падения широкоугольное рассеяние рентгеновских лучей для корреляции структуры и характеристик отношение.Результаты, представленные в этой работе, представляют собой доказательство концепции. устройство, которое легко интегрируется в электронные схемы в качестве регулятора перегрева.

2. Результаты и обсуждение

2.1. Конструкция устройства защитной цепи с использованием теплового Expansion Polymer

Идеальный термочувствительный переключающий транзистор устройство должно быть основано на типичном транзисторном устройстве, потому что оно легко интегрируется в схему как переключаемый блок питания.Когда большое количество тепла (> 100 ° C) накопленный в подключенных цепях выходной ток термочувствительного Транзистор будет в значительной степени уменьшен, чтобы служить регулятором перегрева. В принципе, ток, протекающий в устройстве OFET, можно модулировать с помощью интерфейс полупроводник / диэлектрик, тем самым управляя включением / выключением состояния устройства. Основываясь на этом принципе, мы разрабатываем термочувствительное транзисторное устройство за счет рациональной конструкции материалы активного канала.Типичный P3HT используется здесь как моделирующий полупроводниковый материал и дополнительно смешанный с полиэтиленом, который обладает высоким коэффициентом теплового расширения, как показано на рис.

Конфигурация устройства исследуемого термочувствительного переключения OFET и структуры исследуемых полимеров для активного канала.

Как показано в Таблице 1, PE обладает уникальной способностью реагировать к температуре изменение, которое подходит для реализации термореактивной функции. PE имеет большой коэффициент теплового расширения, равный 3.От 8 до 8,6 × 10 ^–4 м / (м · К), что в ∼10 раз больше чем стоимость П3НТ и полистирола (ПС). Это заставляет PE обладать значительное расширение объема вблизи точки плавления (∼90 ° С). Кривые дифференциальной сканирующей калориметрии (ДСК) для чистые смеси P3HT, PE и P3HT / PE представлены на рисунке S1. Как видно, смеси P3HT / PE показывают T _m ∼90 ° C и T _c ∼77 ° C, что аналогично чистому PE, указывая на то, что фазовый переход P3HT / PE в основном смешивается зависит от теплового расширения полиэтилена.Такое расширение объема при повышении температуры может препятствовать прохождению тока между электроды истока и стока из-за изолирующей природы ЧП. Кроме того, поскольку объемное расширение или сжатие полиэтилена сильно зависит от температуры, рабочее состояние производного OFET на основе смесей сопряженного полимера / полиэтилена, таким образом, можно переключать или контролируется внешней температурой.

Таблица 1

Термические свойства P3HT, PE и PS

характеристики	P3HT	PS	PE	refs
плавка температура, T _м (° C)	238	212	90–130	(16, 25)
термический коэффициент расширения (м / (м · К))	7. 6 × 10 ^–5	6–8 × 10 ^–5	3,8–8,6 × 10 ^–4	(16, 25)
процент изменение громкости на кубический метр на 100 ° C (%)	2,28	1,8–2,4	11,4–25,8	(16, 26)

2.2. Изготовление и характеристика исследуемых Устройства OFET

Сначала мы производим устройства OFET на основе смеси P3HT / PE с различным соотношением компонентов 2: 1; 1: 1 и 1: 2 (определяется массовым процентом между P3HT и PE; i.е., 67%: 33%, 50%: 50% и 33%: 67% соответственно) и исследуют их характеристики полевых транзисторов. представляет их передачу характеристики и квадратный корень из тока стока, измеренного в помещении температура и соответствующие параметры устройства приведены в таблице 2. Все устройства имеют типичное поведение p-типа; однако подвижность насыщенных дырок (μ) устройства уменьшается по мере того, как содержание PE в активном канале увеличивается. Μ нетронутого устройства P3HT составляет 7,69 × 10 ^–2 см ² V ^–1 с ^–1 и постепенно уменьшается до 0.35 × 10 ^–2 см ² V ^–1 с ^–1 при увеличении массового отношения полиэтилена до 70%. Такое уменьшение в подвижности, по-видимому, связана с изолирующей природой аморфного PE, который препятствует переносу заряда матрицы P3HT до определенного степень.

(a) Передаточные характеристики и (b) квадратный корень из тока стока изученных ОПТ на основе смесей P3HT / PE с различным смешиванием соотношения при комнатной температуре.

Таблица 2

Подробные характеристики OFET Исследуемые устройства, измеренные при комнатной температуре (30 ° C)

образцов	среднее значение μ (см ² / (В · с))	среднее отношение тока ВКЛ / ВЫКЛ	среднее ВКЛ ток при В _г = −60 В (A)	средний порог напряжение В _th (В)
P3HT	(7.69 ± 0,70) × 10 ^–2	2,10 × 10 ⁵	2,41 × 10 ^–5	–1,17 ± 2,78
P3HT / PE (2: 1)	(6,84 ± 0,66) × 10 ^–3	7.80 × 10 ³	2,08 × 10 ^–6	–2,11 ± 2,12
P3HT / PE (1: 1)	(3,81 ± 0,67) × 10 ^–3	1,10 × 10 ³	3,86 × 10 ^–6	1.21 ± 1,49
P3HT / PE (1: 2)	(3,50 ± 0,38) × 10 ^–3	6,10 × 10 ²	1,46 × 10 ^–6	16,74 ± 3,3

Чтобы лучше понять влияние добавления полиэтилена, поверхность морфология исследуемых смесей после отжига при 120 ° C характеризуется АСМ. Как показано на рисунке, морфология первозданной пленки P3HT состоит из фибриллоподобных структур. После добавления 30 мас.% ПЭ фибриллообразный структуры P3HT могли еще сохраниться, о чем свидетельствует однородная распространение самоорганизующихся наноагрегатов.Примечательно, что немного отличается к нетронутой пленке P3HT добавление 30 мас.% полиэтилена, кажется, даже лучше индуцируют образование нановолокон, которые имеют более тонкий диаметр 10–20 нм, тогда как при смешивании количества полиэтилена более 50 % масс., начинается крупномасштабное разделение фаз между P3HT и PE, что можно объяснить их отличной поверхностной энергией. P3HT с относительно более низкая поверхностная энергия (19,8 мДж · м ^-2) ¹⁸ предпочитает существовать вблизи границы раздела n -октадецилтриметоксисилан (OTS) из-за его аналогичная поверхностная энергия, в то время как ПЭ с более высокой поверхностной энергией (30–31 мДж · м ^–2) ¹⁹ стремится накапливаться у поверхности пленки.^20,21 Спектры поглощения в УФ-видимой области смесей P3HT / PE (после отжиг при 120 ° C, рис. S2). измеряется, чтобы проверить это наблюдаемое поведение. Изученные смеси выставляют подобные полосы поглощения из-за сильной межцепочечной π – π укладка P3HT. ²² Обратите внимание, что λ _max (518, 544 и 593 нм) исходной пленки P3HT немного красный сдвиг до 524, 550 и 600 нм по мере того, как содержание полиэтилена непрерывно увеличивается до 70% масс. Вероятно, это связано с индуцированным фазовым расслоением. и промотированные агрегаты полимерных цепей в пленочном состоянии, которые согласуется с результатами АСМ.Кроме того, небольшая загрузка полупроводникового P3HT также уменьшит общий перенос заряда имущество. Эти вышеупомянутые причины ясно проясняют во многом снижение мобильности устройств OFET на основе смеси P3HT / PE фильмы с соотношением сторон 1: 1 и 1: 2. Чтобы признать требование адекватная мобильность для практических приложений, на основе устройства OFET на пленке из смеси P3HT / PE с соотношением 2: 1 (обозначается как P3HT / PE устройство в дальнейшем), который обеспечивает подвижность 0,68 × 10 ^–2 см ² V ^–1 s ^–1 с пороговое напряжение ( В _th) -2.11 V и соотношение тока ВКЛ / ВЫКЛ ( I _ON/ I _OFF) 7,80 × 10 ³, таким образом, предпочтительно выбран для дальнейшего изучения.

АСМ фазовые изображения отожженных пленок на основе на смеси P3HT / PE: (а) P3HT, (b) P3HT / PE (2: 1), (c) P3HT / PE (1: 1) и (d) P3HT / PE (1: 2).

2.3. Поведение при переключении устройств OFET в Реакция на изменение температуры

2.3.1. Производительность исследуемых устройств OFET при изменении температуры

Для проверки термочувствительной функции устройства P3HT / PE (2: 1), измерены его характеристики на полевом транзисторе. при разных температурах.Потому что нестабильная и ненадежная работа устройства P3HT / PE могут быть получены при измерении при температуре за пределами точки плавления ( T _м) ПЭ (∼130 ° C, таблица 1), устройство настроено на испытания в диапазоне от 30 до 120 ° C (), а подробные характеристики OFET устройств P3HT и P3HT / PE (2: 1) при изменении температуры приведены в таблицах S1 и S2 соответственно. Для устройства P3HT вся передача кривая смещается в положительном направлении, так как измеренная температура увеличивается, что приводит к более высокому току стока (состояние ВКЛ.) и улучшает подвижность при увеличении измеренной температуры (как показано на а, б).Этот феномен можно объяснить термически активированным переносом заряда, который общий эффект в типичных OFET. Кроме того, различное поведение Наблюдаемый здесь случай аналогичен случаю, описанному в литературе. ^23,24

Передача характеристики исследуемых ОПТ на основе (а, б) а безупречная пленка P3HT и (c, d) пленка из смеси P3HT / PE (2: 1), измеренные при различные температуры от 30 до 120 ° C, при этом температура постепенно (а, в) увеличивается от 30 до 120 ° C или (б, г) охлаждается от 120 до 30 ° С.Полная кривая передачи устройства P3HT смещается в положительном направлении, так как измеренная температура увеличивается (см. красную стрелку на (а)). Однако (e, f) извлеченные кривая передачи устройства P3HT / PE ясно показала очень особенный поведение, что его передаточная кривая первоначально сдвинулась в сторону положительного направление при измеренной температуре ниже 100 ° C, а затем перемещается в отрицательном направлении по мере увеличения измеряемой температуры от 100 до 120 ° C (красная стрелка в (e)). Оба устройства могут вернуться вернуться в исходное положение (синяя стрелка в (b, f)), когда измеренная температура понижается до комнатной (30 ° C).

(а) ток включения и (б) подвижность обоих устройств P3HT и P3HT / PE устройство в зависимости от измеренной температуры с постепенным увеличением от 30 до 120 ° C (в процессе нагрева). (c) ВКЛ ток и (d) мобильность как устройства P3HT, так и устройства P3HT / PE как функция измеряемой температуры с постепенным снижением от 120 до 30 ° C (в процессе охлаждения).

Интересно, что устройство P3HT / PE (2: 1) показывает разные разные поведение по сравнению с устройством P3HT.Как показано в c, передаточная кривая Устройство P3HT / PE изначально смещено в положительном направлении. при измеренной температуре ниже 90 ° C. Как измеренная температура увеличивается с 90 до 120 ° C (близко к T _м PE), смещение результирующей кривой переноса меняется на противоположное. в отрицательную сторону, что приводит к значительному снижению тока передаточной кривой. Ясно, что это подавляет электрические свойства смешивающего устройства возникает в результате фазового перехода P3HT / PE смеси (при ~ 90 ° C), как показано на Рисунке S1.Соответственно, при измеренной температуре 120 ° C, устройство P3HT / PE обеспечивает значительно меньшую мобильность 0,48 × 10 ^–2 см ² В ^–1 с ^–1 с уменьшенным током включения 1,81 × 10 ^–6 А. Такое значительное снижение производительности P3HT / PE устройство при 120 ° C сильно отличается от случая устройства P3HT при 120 ° С. Кроме того, это означает снижение тока включения на 13%. и снижение мобильности на 30% по сравнению с измеренными характеристиками. при 30 ° C, обнаруживая способность «ингибировать прохождение тока» в условиях перегрева (здесь 120 ° C).Кроме того, PS, который имеет такой же коэффициент теплового расширения, что и P3HT также использовался в качестве эталонного диэлектрика для сравнения тока способность к ингибированию полиэтиленом (как показано на рисунке S3). Устройство P3HT / PS показывает аналогичный тенденция к устройству P3HT / PE при нагревании (30–120 ° C), для которого подвижность начинает уменьшаться при ∼ 80 ° C. Однако для устройства P3HT / PS эффект термического ингибирования мобильности относительно меньше, чем у устройства P3HT / PE из-за разных коэффициентов теплового расширения между PS и ЧП.

Более того, производительность обоих устройств может восстановиться вернуться к их соответствующие исходные состояния (почти одинаковые значения мобильности) при понижении измеряемой температуры до комнатной (c, d). Распознавать их способность к восстановлению, серия циклов нагрева-охлаждения (пять циклов) было выполнено на устройствах P3HT и P3HT / PE для оценки восстановления представление (). Оба они показали сравнимую производительность (с упором на ценности мобильности) в тесте на езду на велосипеде, который еще раз показывает возможность в возможности повторного использования устройства P3HT / PE после ингибирования при высоких внешних температура.Такое обратимое поведение наблюдается в результирующем исполнении. проявляет хорошую тепловую чувствительность прибора P3HT / PE. Кроме, это подтверждает концепцию использования полимера термического расширения для обогащения термочувствительность устройства OFET, потому что объемное расширение или сокращение PE может эффективно модулировать перенос заряда матрицы P3HT от температурных изменений.

Средняя мобильность (а) P3HT и (b) устройство P3HT / PE после серийного циклов нагрев – охлаждение с начальным увеличением с 30 до 120 ° C (в процессе нагрева), а затем понизить от 120 до 30 ° C (в процессе охлаждения).

2.3.2. Предлагаемый механизм термореактивного Поведение

С учетом влияния увеличения объема или сокращение PE по отношению к результирующей морфологии производный активный канал, далее мы исследуем вариацию морфологии исследуемых пленок при изменении температуры на синхротронном Широкоугольное рассеяние рентгеновских лучей при скользящем падении (GIWAXS, Рисунок S4). Константы кристаллической решетки и информация об ориентации путем ( h 00) и (0 k 0) рассеяния каждой пленки собирается после того, как она достигает желаемая температура.Как видно, шаблоны GIWAXS обоих фильмов имеют аналогичный пик (100) из-за ламеллярной структуры P3HT и аналогичный (010) пик рассеяния из-за π – π межцепочечная укладка P3HT, подтверждающая межмолекулярную самосборку за счет π – π взаимодействий. Однако в P3HT / PE смешанной пленки дифракционный пик P3HT ослаблен (рис. S4c), что указывает на то, что аморфный PE окружает пластинчатую структуру P3HT.

В таблице 3 приведены значения расстояния d для исследованных пленок, определенные соотношением из d = 2π / q *.Для первозданного Пленка P3HT, значение интервала d немного уменьшилось ∼0.01 нм в пике упаковки π – π и отсутствие видимого изменения расстояния между пластинами после нагрева до 120 ° C, тогда как пленка из смеси P3HT / PE демонстрирует противоположную тенденцию, для которой отсутствие изменения пика упаковки π – π и увеличение ∼0,6 нм в межпластинчатом промежутке наблюдаются после нагрева. до 120 ° C. Совершенно разные вариации в зависимости от температуры наноструктур пленок P3HT и P3HT / PE объясняет их различное наблюдаемая зависимость производительности от температуры.Высокое тепловое расширение ПЭ явно наделяет полученную смесь определенной термочувствительностью потому что он расширяется при повышении температуры, что в дальнейшем будет разделять кристаллические домены P3HT. Без использования таких аморфных и полимер термического расширения, нет никаких изменений среди кристаллических регионы P3HT. Вместо этого полимерные цепи станут ближе по мере того, как повышается температура, что обеспечивает более эффективную транспортировку заряда между цепи, как замечено.

Таблица 3

Кристаллографические параметры Безупречная пленка P3HT и пленка из смеси P3HT / PE, измеренные под разными Температуры

образец	температура (° C)	π – π стэкинг (нм ^–1)	пластинчатый интервал (нм ^–1)
P3HT	30	0.389	1,716
	120	0,379	1,715
P3HT / PE (2: 1)	30	0,393	1,656	1,747

3. Выводы

Таким образом, мы сообщаем простой метод развития термореактивного переключение OFET с использованием активного материала, состоящего из полупроводника полимер P3HT и полимер термического расширения PE.Мы проявляем это, благодаря термисторной матрице PE характеристики полевого транзистора P3HT в значительной степени изменяются при высоких температурах (100–120 ° С). Большое объемное расширение полиэтилена при такой высокой температуре (около T _м) эффективно увеличивает расстояние до кристаллические домены P3HT, что приводит к сильному подавлению тока. По сравнению с характеристиками, измеренными при комнатной температуре (∼30 ° C), наше оптимизированное устройство P3HT / PE (с массовым соотношением 2: 1) демонстрирует снижение тока включения на 13% и снижение подвижности на 30% при высокая температура 120 ° C, в отличие от безупречного P3HT устройство.Более того, производительность этого устройства может восстановиться. до исходного значения после охлаждения от 120 до 30 ° C за счет объемное сокращение ПЭ. Это обратимое поведение производительности с температурой показывает хорошую тепловую чувствительность P3HT / PE устройство. Таким образом, мы успешно демонстрируем концептуальное устройство. что может облегчить будущее развитие термореактивных OFET для защиты от перегрева.

4. Экспериментальная часть

4.1. Приобретены материалы

P3HT ( M _w 54 000–75 000 г / моль), PE ( M _w 35 000 г / моль) и ОТС. от Sigma-Aldrich.Безводный толуол (99,8%) был получен от Acros. Органика. Остальные реагенты были реактивными и использовались без дополнительных очищение.

4.2. Изготовление и характеристика устройств OFET

Транзисторный ключ был изготовлен на подложке из высоколегированной Пластина Si n-типа с толщиной SiO 300 нм _2. Позже поверхность субстрата функционализировали самоорганизующимся монослоем OTS. Перед нанесением покрытия методом центрифугирования активные слои обрабатываемая OTS подложка была промывают толуолом, ацетоном и изопропиловым спиртом, а затем сушат феном с газообразным азотом перед использованием.Исследуемая смесь P3HT и P3HT / PE (70%: 30%, 50%: 50% и 30%: 70%) с концентрацией 8 мг / мл в толуоле. центрифугирование на подложки, обработанные OTS, для получения тонкой пленки с толщиной ∼40 нм в перчаточном ящике. Термический отжиг процесс непрерывно проводился при 120 ° C в течение 1 ч внутри помещения. перчаточный ящик. Наконец, золотой электрод с верхним контактом (70 нм) был термически наносится испарением через обычную теневую маску с длина канала ( L ) и ширина ( W ) 50 и 1000 мкм соответственно.Все характеристики устройства изготовленных транзисторов проводились внутри перчаточного ящика с помощью анализатора параметров полупроводников Keithley 4200-SCS (Keithley Instruments Inc., Кливленд, Огайо, США), которая оборудовала плиту для контроль желаемой температуры.

4.3. Характеристика

Морфология поверхности полимерных пленок охарактеризовали с помощью контроллера Nanoscope 3D. атомно-силовой микроскоп (AFM, Digital Instruments), работающий в режим нажатия. Кроме того, изменение наноструктуры температура полимерной пленки измерялась на стадии нагрева in situ. на линии луча BL13A1 с длиной волны 0.827 Å (15 кэВ) на угол падения 0,15 ° в NSRRC.

Благодарности

Авторы благодарят за финансовую поддержку Программа тематических исследовательских центров в рамках Проект «Ростки высшего образования» Министерства образования (108L9006) и Министерство науки и технологий Тайваня (MOST 108-3017-F-002-002). C.-C.C и Y.-C.C. также признаем финансовую поддержку со стороны Министерство науки и технологий Тайваня (MOST 108-2221-E-002-026-MY3 и 108-2221-E-011-047).

Доступна вспомогательная информация

Вспомогательная информация доступно бесплатно по адресу https://pubs.acs.org/doi/10.1021/acsomega.9b03195.

Подробные характеристики OFET исследуемых устройств измеряется при различных температурах от 30 до 120 ° C; Кривые ДСК исходных смесей P3HT, PE и P3HT / PE при нагревании скорость 10 ° С / мин; УФ – видимые спектры поглощения исследуемых полимеры в пленочном состоянии; и GIWAXS изображения исследуемых фильмов отожженные при разных температурах (PDF)

Вклад авторов

^⊥ Y.-H.C. и A.-N.A.-D. внесли равный вклад к этой работе.

Примечания

Авторы заявляют, что нет конкурирующий финансовый интерес.

Ссылки

Национальная ассоциация противопожарной защиты. Руководство пользователя Nfpa 921: Руководство по расследованию пожаров и взрывов, 2-е изд .; Jones and Bartlett Publishers Inc., 2006. [Google Scholar]
Baeg K.-J .; Но Й.-Й .; Sirringhaus H .; Ким Д.-Й. Контролируемые смены в пороговом напряжении полимерных полевых транзисторов с верхним затвором для приложений в органических нано запоминающих устройствах с плавающими затворами.Adv. Функц. Матер. 2010, 20, 224–230. 10.1002 / adfm.200_{7. [CrossRef] [Google Scholar]}
Yang Y .; Оуян Дж .; Ma L .; Tseng R.J.-H .; Чу С.-В. Электрические Переключение и бистабильность в органических / полимерных тонких пленках и памяти Устройств. Adv. Функц. Матер. 2006, 16, 1001–1014. 10.1002 / adfm.200500429. [CrossRef] [Google Scholar]
Chou Y.-H .; Chang H.-C .; Liu C.-L .; Чен В.-К. Полимерная зарядка накопительные электреты для энергонезависимого органического полевого транзистора запоминающие устройства. Polym.Chem. 2015, 6, 341–352. 10.1039 / c4py01213e. [CrossRef] [Google Scholar]
Guo Y .; Ю.Г .; Лю Ю. Функциональные органические полевые транзисторы. Adv. Матер. 2010, 22, 4427–4447. 10.1002 / adma.201000740. [PubMed] [CrossRef] [Google Scholar]
Han S.-T .; Чжоу Ю .; Рой В. А. Л. В направлении Разработка гибких Энергетические воспоминания. Adv. Матер. 2013, 25, 5425–5449. 10.1002 / adma.201301361. [PubMed] [CrossRef] [Google Scholar]
Leong W. L .; Мэтьюз Н .; Tan B .; Вайдьянатан С.; Dötz F .; Мхайсалкар С. На пути к органической тонкой пленке для печати устройства флэш-памяти на базе транзисторов. J. Mater. Chem. 2011, 21, 5203–5214. 10.1039 / c0jm03974h. [CrossRef] [Google Scholar]
Li J .; Tan H.-S .; Чен З.-К .; Goh W.-P .; Wong H.-K .; Онг К.-Х .; Liu W .; Li C.M .; Онг Б. С. Диалкил-замещенный Сополимеры дитиенотиофена как полимерные полупроводники для тонких пленок Транзисторы и объемные солнечные элементы на гетеропереходе. Макромолекулы 2011, 44, 690–693. 10.1021 / ma102247x. [CrossRef] [Google Scholar]
Дхар Б.М .; Özgün R .; Давидчик Т .; Андреу А .; Кац Х. Э. Порог сдвиг напряжения для памяти и настройки в схемах печатных транзисторов. Матер. Sci. Англ., R 2011, 72, 49–80. 10.1016 / j.mser.2010.11.001. [CrossRef] [Google Scholar]
Буало Н. Т .; Cranston R .; Мирка Б .; Мелвилл О. А .; Лессард Б. Х. Металл фталоцианин органические тонкопленочные транзисторы: изменение электрических характеристик и стабильность в зависимости от температуры и окружающей среды. RSC Adv. 2019, 9, 21478–21485. 10.1039 / c9ra03648b.[CrossRef] [Google Scholar]
Mannsfeld S.C.B .; Футболка B.-C. К .; Столтенберг Р. М .; Chen C.V.H.-H .; Бармен С .; Мьюир Б. В. О .; Соколов А. Н .; Риз С .; Бао З. Очень чувствительное гибкое давление датчики с микроструктурированной резиной диэлектрические слои. Nat. Матер. 2010, 9, 859–864. 10.1038 / nmat2834. [PubMed] [CrossRef] [Google Scholar]
Mok S. M .; Ян Ф .; Чан Х. Л. В. Органический фототранзистор на основе поли (3-гексилтиофена) / TiO2 композит наночастиц. Прил. Phys. Lett. 2008, 93, 023310.10.1063 / 1.2957981. [CrossRef] [Google Scholar]
Chang J .; Pu H .; Уэллс С. А .; Ши К .; Guo X .; Чжоу Г .; Sui X .; Ren R .; Mao S .; Chen Y .; Hersam M. C .; Чен Дж. Полуколичественный дизайн черного фосфорного полевого транзистора датчики для обнаружения ионов тяжелых металлов в водных средах. Мол. Syst. Des. Англ. 2019, 4, 491–502. 10.1039 / c8me00056e. [CrossRef] [Google Scholar]
Knopfmacher O .; Гамак М.Л .; Appleton A. L .; Schwartz G .; Mei J .; Lei T .; Pei J .; Бао З. Полевой эффект высокостабильного органического полимера транзисторный датчик для выборочного обнаружения в морской среде.Nat. Commun. 2014, 5, 2954–2963. 10.1038 / ncomms3954. [PubMed] [CrossRef] [Google Scholar]
Робертс М. Э .; Mannsfeld S.C.B .; Queralto N .; Риз С .; Локлин Дж .; Knoll W .; Бао З. Водостойкие органические транзисторы и их применение в химических и биологических сенсорах. Proc. Natl. Акад. Sci. США. 2008, 105, 12134–12139. 10.1073 / pnas.0802105105. [Бесплатная статья PMC] [PubMed] [CrossRef] [Google Scholar]
Wei C .; Шривастава Д .; Чо К. Коэффициенты теплового расширения и диффузии композитов углеродные нанотрубки-полимеры.Нано Lett. 2002, 2, 647–650. 10.1021 / nl025554 +. [CrossRef] [Google Scholar]
Chen Z .; Pfattner R .; Бао З. Характеристика и понимание термостойких полимерных композитов на основе остроконечных наноструктур Наполнители. Adv. Электрон. Матер. 2017, 3, 1600397.10.1002 / aelm.201600397. [CrossRef] [Google Scholar]
Janovák L .; Дернович Á .; Mérai L .; Deák Á .; Sebők D .; Csapó E .; Varga A .; Dékány I .; Янаки К. Микроструктурирование поли (3-гексилтиофен) приводит к бифункциональным супергидрофобным и фотореактивным поверхностям.Chem. Commun. 2018, 54, 650–653. 10.1039 / c7cc07671a. [PubMed] [CrossRef] [Google Scholar]
Бишоп К. А. Диагностика процессов и характеристики покрытия. В вакуумном напылении на полотнах, пленках и фольге, 3-е изд .; Епископ К. А., Ред .; Уильям Эндрю Паблишинг: Бостон, 2015; Глава 5, стр. 85–128. [Google Scholar]
Lu G .; Blakesley J .; Himmelberger S .; Пингель П .; Frisch J .; Lieberwirth I .; Зальцманн I .; Oehzelt M .; Ди Пьетро Р .; Salleo A .; Koch N .; Нехер Д. Умеренный допинг приводит к высоким характеристикам транзисторов на смеси полупроводник / изолятор и полимер.Nat. Commun. 2013, 4, 1588–1595. 10.1038 / ncomms2587. [PubMed] [CrossRef] [Google Scholar]
Wang S .; Fabiano S .; Himmelberger S .; Пузинас С .; Криспин X .; Salleo A .; Берггрен М. Экспериментальный доказательства того, что ближний межмолекулярная агрегация достаточна для эффективного переноса заряда в сопряженных полимерах. Proc. Natl. Акад. Sci. США. 2015, 112, 10599–10604. 10.1073 / pnas.1501381112. [Бесплатная статья PMC] [PubMed] [CrossRef] [Google Scholar]
Brown P. J .; Thomas D. S .; Кёлер А.; Wilson J. S .; Kim J.-S .; Ramsdale C.M .; Sirringhaus H .; Друг Р. Х. Эффект интерцепи взаимодействия на поглощение и испускание поли (3-гексилтиофена). Phys. Ред. B: Конденс. Matter Mater. Phys. 2003, 67, 064203.10.1103 / Physrevb.67.064203. [CrossRef] [Google Scholar]
Wang W .; Tang W .; Zhao J .; Bao B .; Xing H .; Guo X .; Wang S .; Лю Ю. Исследование внутреннего переноса заряда в тонких пленках индаценодитиофен-кобензотиадиазола. AIP Adv. 2017, 7, 125314.10.1063 / 1.5001986. [CrossRef] [Google Scholar]
Мозер А.J .; Sariciftci N. S .; Пиврикас А .; Österbacka R .; Юшка Г .; Brassat L .; Бесслер Х. Носитель заряда подвижность в региорегулярном поли (3-гексилтиофене), исследованная временным методы проводимости: сравнительное исследование. Phys. Ред. B: Конденс. Matter Mater. Phys. 2005, 71, 035214.10.1103 / Physrevb.71.035214. [CrossRef] [Google Scholar]
млн Вт .; Ян Ц .; Хигер А. Дж. Анализ пространственного преобразования Фурье морфологии объемных материалов гетероперехода, используемых в «пластике» Солнечные батареи. Adv. Матер. 2007, 19, 1387–1390.10.1002 / adma.200601933. [CrossRef] [Google Scholar]
Thao T. T .; Trung T. Q .; Чыонг В.-В .; Динь Н. Н. Повышение мощности эффективность и стабильность органических солнечных элементов на основе P3HT при повышенных рабочих температур за счет использования фотоактивного слоя нанокомпозита. J. Nanomater. 2015, 2015, 1.10.1155 / 2015/463565. [CrossRef] [Google Scholar]

Один транзистор обеспечивает защиту от короткого замыкания

В некоторых приложениях с преобразователями постоянного / постоянного тока встроенное ограничение по циклическому току может оказаться недостаточной защитой для предотвращения отказа во время короткого замыкания.Несинхронный повышающий преобразователь обеспечивает прямой путь от входа до точки короткого замыкания через катушку индуктивности и улавливающий диод. Независимо от токоограничивающей защиты в ИС, когда в нагрузке существует короткое замыкание, чрезвычайно высокие токи, протекающие по тракту нагрузки, могут повредить замыкающий диод, катушку индуктивности и ИС. В схеме SEPIC (несимметричный преобразователь первичной индуктивности) конденсатор связи прерывает этот путь. Таким образом, когда в нагрузке существует короткое замыкание, нет прямого пути для прохождения тока от входа к выходу.Однако, если требуемое минимальное время включения меньше, чем рабочий цикл для конкретного приложения, индуктор и, следовательно, ток переключения могут быстро увеличиваться, вызывая отказ ИС, перегрузку источника питания или и то, и другое. Даже в некоторых приложениях понижающего регулятора ограничения рабочего цикла иногда заставляют переключатель оставаться включенным слишком долго, чтобы поддерживать контроль во время состояния короткого замыкания на выходе, особенно при очень высоком входном напряжении с чрезвычайно высокочастотными ИС. Однотранзисторный подход защищает схему SEPIC от короткого замыкания путем отключения вывода V _C (выход усилителя ошибки), когда ток катушки индуктивности начинает уменьшаться во время перегрузки или короткого замыкания в нагрузке ( Фигура 1).

Вытягивание низкого уровня на выводе V _C заставляет ИС прекратить переключение, пропуская минимальные циклы включения по времени и позволяя току в каждой катушке индуктивности понизиться. Во время короткого замыкания пиковый ток в L ₁, который уменьшается из-за ограниченного количества циклов переключения, и пиковый ток в L ₂ в сумме равняются пиковому току в переключателе, который меньше, чем 1,5 А для LT1961EMS8E. На рисунке 2 показаны входные и выходные токи короткого замыкания при различных входных напряжениях.На рисунке 3 показан максимальный ток нагрузки в зависимости от входного напряжения. Средний ток в L ₂ равен току нагрузки и составляет максимум 600 мА при всех условиях нагрузки. Если чувствительный резистор обнаруживает 800 мА, он знает, что произошло состояние перегрузки, и приказывает транзистору защитить схему.

Корреляция между статическими и динамическими характеристиками органических монокристаллических полевых транзисторов

Характеристики постоянного тока и оценка контактного сопротивления

Для оценки статических свойств транзисторов были изготовлены органические монокристаллические транзисторы с литографически определенной геометрией устройства. и охарактеризован в условиях постоянного тока, чтобы обеспечить точное определение подвижности и контактного сопротивления.Наш протестированный OSC 3,11-динонилдинафто [2,3- d : 2 ′, 3′- d ′] бензо [1,2- b : 4,5- b ′] дитиофен (C ₉ -DNBDT-NW) ^20,27,38 (рис. 1а) был нанесен методом непрерывного краевого литья ^17,20,27, методом нанесения покрытия по мениску ³⁹, чтобы сформировать единый кристаллическая двухслойная пленка (подробнее см. в разделе «Методы»). OFET-транзисторы с верхним контактом и нижним затвором, содержащие электроды с субмикронным пространственным разрешением, были изготовлены литографически с использованием фторированного фоторезиста и проявителя (рис.1б, в). Об аналогичной структуре устройства сообщалось в наших предыдущих исследованиях ^20,30, за исключением того, что толщина диэлектрического слоя затвора (AlO _x) была уменьшена до 60 нм для увеличения концентрации накопленных носителей в канале (рис. 1б, в). Также отметим, что двухканальная геометрия OFET, для которой два активных канала транзистора, имеющих общие электроды затвора и стока, сформированы параллельно (рис. 1d, e), использовалась для цели полноценного двухпортового S -параметрические измерения (использовались типовые коаксиальные высокочастотные зонды земля-сигнал-земля).В общей сложности 28 OFET с различными значениями L и L _C были изготовлены в монодоменном монокристалле, и была проведена характеристика для корреляции электрических характеристик постоянного и переменного тока при сохранении других геометрических параметров в качестве постоянных: канал ширина ( W ) 1000 мкм, толщина ОСЭ 8 нм (толщина бислоя) и толщина диэлектрического затвора 60 нм. Здесь следует отметить, что наша двухслойная монокристаллическая пленка покрывает площадь более 5 см × 1 см, и поэтому все 28 OFET имеют точно идентичный монокристаллический домен, что позволяет однозначно сравнивать статические и динамические свойства.Статические характеристики устройства были получены с использованием анализатора параметров полупроводников с контролируемыми приложениями V _G и напряжениями стока ( V _D).

Рис. 1: Статические характеристики транзистора, полученные в условиях постоянного тока.

a Молекулярная структура C ₉ -DNBDT-NW. b Поперечное сечение и c Трехмерное изображение OFET с верхним контактом и нижним затвором, используемых в этом исследовании. Использовалась конструкция с верхним контактом и нижним затвором.Были получены статические и динамические характеристики и сравнивались с одиночными OFET. d Вид сверху OFET с двухканальной структурой. Здесь L , L _C и W — длина канала, длина контакта и ширина канала. Исток S, сток D, электроды затвора G. e Микроскопический вид сверху настоящего OFET с L = 6 мкм, L _C = 5 мкм и W = 1000 мкм. Масштабная линейка = 200 мкм. f Статические характеристики передачи ( I _D по сравнению с V _G) в линейной области с V _D = −7 V. g Выходная характеристика ( I _D по сравнению с V _D). I _D: ток стока, В _G: напряжение затвора, В _D: напряжение стока. h Принципиальная схема, иллюстрирующая текущую скученность. L _T определяется как характеристическая длина, на которой 63% носителя заряда инжектируется на границе контакта и полупроводника.

На рис. 1f, g показаны статические передаточные и выходные характеристики, полученные для типичного OFET L = 6 мкм и L _C = 5 мкм в условиях постоянного тока, при этом передаточная кривая в области насыщения была записана с приложение постоянного напряжения стока В _D = −7 В. Настоящий OFET с относительно коротким L демонстрирует характеристику переключения, подобную учебной, с незначительным гистерезисом, высоким коэффициентом включения / выключения (> 10 ¹⁰ ), и четкое поведение при насыщении по току, за исключением V _th.О сдвиге В _th в состояние включения транзистора (нормально включенное состояние) часто сообщалось в OFET с короткими каналами, что предположительно связано с непреднамеренным химическим легированием канала во время процессов литографии ¹⁶. Хотя это может быть проблематично с точки зрения стабильности устройства в реальной интегральной схеме, оно должно быть удовлетворительным для характеристики динамических характеристик, если при анализе учитывается сдвиг V _th.Затем мы обсудим важность L _T, который может проецировать эффект контактного сопротивления в масштабе длины. L _T определяется как характерная длина, на которой 63% носителя заряда инжектируется на границе контакта и полупроводника (рис. 1h).

Исходя из характеристик передачи, эффективная подвижность поля μ _eff была определена как 8,6 см ² В ⁻¹ с ⁻¹ в режиме насыщения.Когда L уменьшается, вклад контактного сопротивления по отношению к общему сопротивлению устройства увеличивается, и поэтому значение μ _eff в OFET с коротким каналом обычно не согласуется с собственной подвижностью μ _int. Здесь мы исследовали эффекты контактного сопротивления с помощью метода линии передачи (TLM), где были изготовлены OFET с каналом разной длины L в диапазоне от 2 до 50 мкм (рис.2а, б). Важно отметить, что активный слой OSC для этих OFET состоит из действительно монодоменного монокристалла с двухслойной толщиной; следовательно, ни неоднородное распределение μ _int, ни ложные эффекты, такие как захват на границах зерен, не могут испортить анализ. На рис. 2b, c показаны типичные переходные характеристики с различными значениями L в линейной области ( L _C = 5 мкм, 3 мкм соответственно), что подтверждает, что ни гистерезиса, ни перегибов не существует даже в существующей OFET. , который имеет значение L всего в несколько мкм.Поскольку использовался монодоменный монокристалл, значения V _th по существу не зависят от L , за исключением случая, когда L = 1,5 мкм. Здесь и далее учитывалось смещение V _th, т.е. статические и динамические параметры сравнивались со стандартизованными V _G — V _th.

Рис. 2: Оценка контактного сопротивления и длины перехода.

a Фотография вида сверху OFET, используемого для метода линии передачи (TLM).Масштабная линейка = 500 мкм. Статические характеристики передачи в линейной области с различной длиной канала L для b L _C = 5 мкм и для c L _C = 3 мкм. d , e Соответствующие графики TLM для существующих OFET при различных значениях V _G — V _th. f , g Увеличенный вид на пересечении d , e .Сплошные линии обозначают линейный фитинг. Нормированное по ширине контактное сопротивление ( R _C ⋅ W ) и переходная длина ( L _T) были извлечены из интервала y и интервала x линейных фитингов для данные. h Зависимость R _C ⋅ W от V _G — V _th с различной длиной контакта ( L _C). i Зависимости собственной подвижности ( μ _int) и L _T на V _G — V _th с различными значениями L _C. j Зависимость эффективной подвижности ( μ _eff) от L с различными значениями L _C. Черные кривые обозначают результаты подгонки, основанные на формуле. (3). Столбики ошибок для R _C ⋅ W и L _T были определены из погрешностей в подгонке и представляют собой одно стандартное отклонение.

На рис. 2d – g показано нормализованное по ширине общее сопротивление ( R _всего ⋅ Вт ) как функция L с различными В _G — V _th ( L _C = 5 мкм и 3 мкм соответственно). Поскольку настоящая двухслойная монокристаллическая пленка покрывает длину более нескольких сантиметров, контактное сопротивление может быть экстраполировано с относительно высокой точностью, о чем свидетельствует большой квадрат коэффициента регрессии, равный 0.99 по сравнению с V _G — V _th. Нормированное по ширине контактное сопротивление ( R _C W ) было определено из пересечения y R _{, всего} ⋅ W по сравнению с L при заданном значении В. _G — V _th, как показано на рис. 2f, g. Оказалось, что R _C ⋅ W существенно зависит от V _G — V _th (рис.2h), что, вероятно, вызвано состояниями ловушки в области доступа ^20,30, тогда как V _G инвариант R _C ⋅ W ранее сообщалось об идеальном омическом контакте. ^20,30. Это несоответствие может указывать на несовершенство введения допанта. Действительно, R _C W оценивается как 60–70 Ом · см, что немного больше, чем полученное для аналогичного устройства с верхним контактом и нижним затвором из C ₉ -DNBDT-NW ^{20 , 30}.Предположительно это связано с низким качеством осаждения 2,3,5,6-тетрафтор-7,7,8,8-тетрацианохинодиметана (F4TCNQ), обнаруженного, в частности, в настоящем OFET ^20,30. Мы также заметили, что низкомолекулярные легирующие добавки, такие как F4TCNQ, требуют особой осторожности при введении в контакт. Более конкретно, толщина слоя легирующей добавки должна быть оптимизирована так, чтобы сам слой легирующей примеси не действовал как объемное сопротивление ³⁰. Хотя будет возможность для дальнейшего улучшения контактного сопротивления, полученного здесь, это не приведет к фатальной ошибке в нашем анализе, если R _C ⋅ W оценено точно.Чтобы устранить влияние L _C на сопротивление контакта, вводится дополнительный ключевой геометрический параметр, а именно L _T ^{29,31,32,33,34,35,40,41}. L _T — это характеристическая длина, которая определяет инжекцию носителей на границе контакта и полупроводника. В принципе, впрыск носителя в линейном режиме с шахматной геометрией подвергается вытеснению тока ^{29,31,32,33,34,35,40,41} при эффективной площади впрыска L _T W . L _T связывает удельное сопротивление контакта с удельным сопротивлением канального листа:

$$ \ frac {{R} _ {{\ rm {C}}} \ cdot W} {{R} _ {{\ rm { лист}}}} = 2 {L} _ {{\ rm {T}}} \ coth \ left (\ frac {{L} _ {{\ rm {C}}}}} {{L} _ {{\ rm {T}}}} \ right), $$

(2)

, где R _лист — листовое сопротивление полупроводникового слоя. Интуитивно понятно, что большая часть контактной площади может быть задействована во впрыске носителя, поскольку R _лист уменьшается, т.е.е. полупроводниковый канал становится более проводящим. Обратите внимание, что когда предполагается, что L _C больше L _T в 2 раза ( L _C> 2 L _T), \ (\ coth \ left ( \ frac {{L} _ {{\ rm {C}}}} {{L} _ {{\ rm {T}}}} \ right) \) в уравнении (2) можно приблизить к единице, и Может быть спорным, применима ли текущая модель скученности, когда L _C значительно меньше, чем L _T ^42,43.Аналитически, L _T может быть оценено из интервала x графиков TLM; значение L , что дает R _всего ⋅ Вт = 0 равно \ (- 2 {L} _ {{\ rm {T}}} \ coth \ left (\ frac {{L } _ {{\ rm {C}}}} {{L} _ {{\ rm {T}}}} \ right) \) (Рис. 2f, g). Хотя в предыдущей литературе часто подчеркивалась важность L _T, в дальнейшем мы уделяем больше внимания тому, как L _T может играть решающую роль в статических и динамических свойствах транзистора.

На рисунке 2i показаны два основных статических параметра, а именно собственная подвижность ( μ _int) и длина передачи ( L _T) как функция напряжения затвора ( В _G — ). V _th), где зависимость V _G от L _T была определена отдельно для L _C = 3 и 5 мкм из графика TLM, показанного на рис. 2d – g. И μ _int, и L _T демонстрируют сходные тенденции, в результате чего оба демонстрируют четкое плато, когда большее количество носителей заряда накапливается в полупроводниковом канале, т.е.е., когда ∣ V _G — V _th ∣ становится большим. Это наблюдение предполагает, что транспорт носителей в полупроводниковом канале приближается к значению μ _int, что не связано с эффектами контактного сопротивления, что приводит к насыщению L _T (рис. 2i). Здесь следует отметить, что V _G -инвариантные статические параметры дают уверенность в том, что μ _int и L _T можно считать постоянными во время анализа динамического отклика.Значения μ _int и L _T были определены как 10,7 см ² V ⁻¹ с ⁻¹ и 1,8 мкм соответственно, и, что наиболее важно, они оказались равными не зависит от L _C. Эффективная подвижность ( μ _eff) под влиянием контактного сопротивления может быть выражена следующим образом (подробности см. В разделе «Методы»):

$$ {\ mu} _ {{\ rm {eff} }} = {\ mu} _ {{\ rm {int}}} \ frac {L} {L \, + \, 2 {L} _ {{\ rm {T}}} \ coth \ left (\ frac {{L} _ {{\ rm {C}}}} {{L} _ {{\ rm {T}}}} \ right)} $$

(3)

С определенными значениями μ _int = 10.7 см ² V ⁻¹ с ⁻¹, L _T = 1,8 мкм и L _C = 3 и 5 мкм, экспериментально полученное μ _eff может быть воспроизведен (см. сплошные кривые на рис. 2ж). Следует отметить, что существующая модель краудинга, вероятно, будет нарушена, если OFET имеют короткую длину контакта. Настоящее устройство с коротким контактом с L _C = 1 мкм, следовательно, вероятно, будет находиться в этом нарушенном режиме, потому что полученное L _T = 1.8 мкм заметно больше, чем L _C = 1 мкм ^42,43. Следовательно, L _T не оценивался количественно для короткоконтактных OFET, вместо этого мы предположили, что экспериментально определенное μ _int = 10,7 см ² V ⁻¹ s ⁻¹ и L _T = 1,8 мкм можно экстраполировать на OFET с короткими контактами. Справедливость этого предположения будет обсуждаться позже. В целом полученные результаты подтверждают, что статические свойства транзисторов, даже для OFET с относительно короткими значениями L , могут быть объяснены на основе традиционной модели текущей плотности.Что еще более важно, только два параметра, а именно μ _int и L _T, которые ранее не были точно оценены в короткоканальных OFET, в сочетании с априори фиксированными L и L _C значений, позволили нам описать статические свойства транзистора, и эти параметры потенциально могут иметь тесную связь с динамическим откликом.

Характеристики переменного тока и оценка частоты отсечки

Затем были оценены динамические характеристики транзистора, чтобы получить коэффициент усиления по току f _T.Чтобы исследовать высокочастотный отклик существующих OFET, были выполнены высокочастотные измерения на кристалле с использованием векторного анализатора цепей в сочетании с коаксиальным пробником земля-сигнал-земля в диапазоне 1–100 МГц. Для исключения внешних сигналов от паразитной емкости и последовательного сопротивления, связанных с контактными площадками и кабелями, использовалась стандартная калибровка «открытая нагрузка-короткое сквозное отверстие». Bias-Tee использовался для объединения сигналов постоянного и радиочастотного сигналов (рис. 3b), что гарантирует, что OFET работают в области насыщения.Депонированные параметры полного рассеяния S содержат полный набор коэффициентов собственных входных и выходных электрических сигналов OFET. На рисунке 3c показан график зависимости четырех параметров S от частоты ( f ), на основании которых усиление тока слабого сигнала короткого замыкания 20 \ (\ mathrm {log} \, | {h} _ { {\ rm {21}}} | \) (в дБ) (см. раздел «Методы»). Как показано на рис. 3d, текущее усиление уменьшается с увеличением f , после понижения -20 дБ ⁻¹ (показано черной линией на рис.3d), что согласуется с традиционной моделью, ожидаемой для полевых транзисторов; Наблюдение крутизны затухания −20 дБ дек ⁻¹, что эквивалентно зависимости f ⁻¹, является следствием того, что импеданс затвора, заданный как j ω C _G, уменьшается с возрастающая частота. Здесь ω = 2 π f и C _G — полная емкость затвора. Таким образом, это дает нам уверенность в том, что настоящие полные измерения параметров S действительны и могут использоваться для оценки f _T.Отметим, что f _T определяется как частота, при которой текущий коэффициент усиления равен нулю (20 \ (\ mathrm {log} \, | {h} _ {{\ rm {21}}} | = 0 \ ), что эквивалентно ∣ h ₂₁ ∣ = 1). Согласно формуле. (1) комбинация большого μ _eff, короткого L и короткого L _C дает большое значение f _T. Действительно, большое значение f _T в 45 МГц было достигнуто с помощью OFET с коротким каналом, где L = 1.5 мкм и L _C = 1 мкм, что является наибольшим значением, зарегистрированным на сегодняшний день для OFET, и достаточным для использования в качестве беспроводного источника питания для RFID-меток связи ближнего поля (13,56 МГц). Кроме того, систематически оценивались значения f _T для 19 транзисторов с разными значениями L и L _T (рис. 4a – c). Точно так же, как показано на рис. 3, текущие приросты для всех 19 OFET демонстрировали зависимость f ^-1, из которой была оценена f _T.Следует отметить, что μ _int и L _T были первоначально определены в монодомене монокристаллических пленок и оказались независимыми независимо от геометрии устройства, что позволило нам связать статические параметры μ _int и L _T к динамическому параметру f _T.

Рис. 3: Динамический отклик, оцененный с помощью измерений параметров S .

a Микроскопическое изображение вида сверху двухканального OFET, используемого для полного двухпортового рассеяния S -параметрических измерений. b Принципиальная схема измерения параметров полного двухпортового рассеяния S . c Зависимость полных S -параметров от частоты ( f ) для OFET с L = 1,5 мкм и L _C = 1 мкм. Текущее усиление как функция f было оценено по формуле.(5), как описано в разделе «Методы»). d Типичный пример текущего усиления как функции f . f _T определяется как частота, при которой текущий коэффициент усиления равен нулю (20 \ (\ mathrm {log} \, | {h} _ {{\ rm {21}}} | = 0 \), что эквивалентно ∣ ч ₂₁ ∣ = 1).

Рис. 4: Зависимость частоты среза от геометрических факторов OFET.

Графики коэффициента усиления по току как функции частоты при различной длине канала ( L ) и длине контактов ( L _C). a L _C = 1 мкм, b L _C = 3 мкм, c L _C = 5 мкм.

Используя экспериментально определенные значения μ _int и L _C, выражение f _T можно записать следующим образом (см. Раздел «Методы»):

$$ { f} _ {{\ rm {T}}} = \ frac {{\ mu} _ {{\ rm {int}}} ({V} _ {{\ rm {G}}} — {V} _ { {\ rm {th}}})} {2 \ pi (\ frac {2} {3} L \, + \, 2 {L} _ {{\ rm {C}}}) \ left \ {L \ , + \, 2 {L} _ {{\ rm {T}}} \ coth \ left (\ frac {{L} _ {{\ rm {C}}}}} {{L} _ {{\ rm { T}}}} \ right) \ right \}}, $$

(4)

Важно отметить, что все параметры в правой части уравнения.(4) являются экспериментально адресуемыми статическими параметрами. Чтобы проверить это, было построено f _T как функция L с различными значениями L _C (рис. 5a), при этом сплошные кривые представляют теоретические f _T, полученные из уравнения . (4) с μ _int = 10,7 см ² V ⁻¹ s ⁻¹ и L _T = 1,8 мкм и демонстрируют отличное согласие с экспериментальным f _{T Стоимость}.Точно так же универсальный след наблюдался, когда f _T отображалось как функция пространственного геометрического фактора \ ((\ frac {2} {3} L + 2 {L} _ {{\ rm {C}} }) \ left \ {L + 2 {L} _ {{\ rm {T}}} \ coth \ left (\ frac {{L} _ {{\ rm {C}}}} {{L} _ { {\ rm {T}}}} \ right) \ right \} \) (в единицах мкм ²), как показано на рис. 5b, где все экспериментально определенные значения f _T могут быть нанесены на график на универсальной линии, представленной красной линией ( μ _int = 10,7 см ² V ⁻¹ s ⁻¹).Хорошее согласие между экспериментальными и теоретическими значениями f _T подтверждает, что уравнение. (4) действительно, и что динамические отклики OFET могут быть предсказаны с использованием статических параметров устройства. Небольшое отклонение, обнаруженное, в частности, в OFET с короткими значениями L и L _C, может указывать на занижение f _T.

Рис. 5: Соотношение статических и динамических электрических характеристик OFET.

a Зависимость f _T от L с различными значениями L _C. Сплошные кривые представляют теоретические значения f _T, полученные из уравнения. (4). b Зависимость f _T от коэффициента площади OFET \ ((\ frac {2} {3} L + 2 {L} _ {{\ rm {C}}}) \ cdot \ left \ { L + 2 {L} _ {{\ rm {T}}} \ coth \ left (\ frac {{L} _ {{\ rm {C}}}} {{L} _ {{\ rm {T}) }}}\верно-верно\}\). Красная линия представляет данные с μ _int = 10.7 см ² V ⁻¹ с ⁻¹. c Зависимость коэффициента площади от L _C с различными комбинациями L и L _T. Значения в скобках представляют L и L _T. Сплошные кривые показывают теоретические коэффициенты площади, которые однозначно определяются, если заданы три параметра длины. Красная кривая: данные, рассчитанные с экспериментально определенными значениями L и L _T.Черные кривые: данные рассчитаны с использованием значений L и L _T, рассчитанных на основе предыдущих исследований. Синяя кривая: данные, которые воспроизводят фактор площади 1 мкм ². Кружки, нанесенные на каждую кривую, представляют экспериментально полученные площадные факторы. Факторы площади адаптированы из справочных материалов: 472 мкм ² ( f _T = 2,2 МГц) для Ante et al. (Группа Макса Планка) ³¹, 140 мкм ² (нет данных f _T) для Borchert et al.(Группа Макса Планка) ³⁵, 63 мкм ² ( f _T = 20 МГц) для Ямамуры и др. (эта группа) ²⁰, 29 мкм ² ( f _T = 21 МГц) для Borchert et al. (Группа Max Planck) ⁴⁴, 26 мкм ² ( f _T = 45 МГц) для этой работы и 19 мкм ² ( f _T = 38 МГц) для Yamamura et al. . (эта группа) ³⁰.

Основываясь на приведенных выше результатах, мы можем обобщить наши основные экспериментальные результаты.В частности, два статических параметра устройства, а именно собственная подвижность ( μ _int) и длина передачи ( L _T), могут быть точно оценены с помощью TLM. Первый из этих параметров идентичен мобильности, исключительно уникальной для параметра материала C ₉ -DNBDT-NW, в то время как последний является параметром характеристической длины, который визуализирует, как эффекты контактного сопротивления могут быть доминирующими, и могут быть спроецированы. в масштабе длины.Используя заранее рассчитанную длину канала ( L ) и длину контакта ( L _C), коэффициент площади \ ((\ frac {2} {3} L + 2 {L} _ {{\ rm {C}}}) \ cdot \ left \ {L + 2 {L} _ {{\ rm {T}}} \ coth \ left (\ frac {{L} _ {{\ rm {C}}}} {{L} _ {{\ rm {T}}}} \ right) \ right \} \) был введен впервые для воспроизведения эффективной подвижности ( μ _eff) под действием контактного сопротивления и частота среза ( f _T). Здесь наименьший коэффициент площади, достигнутый в данной работе, составил 26 мкм ², где L = 1.5 мкм, L _C = 1 мкм и L _T = 1,8 мкм.

Хотя минимизация фактора площади может считаться ключевым фактором для улучшения f _T, три параметра длины, а именно L , L _C и L _T, явно взаимодействуют друг с другом. для определения коэффициента площади, дающего определенную степень свободы при геометрическом проектировании OFET. Мы также хотели бы прояснить некоторые практические рекомендации, которые уже были выделены, в дополнение к тем, которые не были признаны.Во-первых, L _T является преобладающим параметром с точки зрения влияния на весь фактор площади, поскольку член \ (\ coth \ left (\ frac {{L} _ {{\ rm {C}}}}} {{ L} _ {{\ rm {T}}}} \ right) \) быстро расходится по мере увеличения L _T. Следовательно, необходимо уменьшение контактного сопротивления. Во-вторых, уменьшение L без уменьшения L _T оказывает меньшее влияние на уменьшение коэффициента площади. Например, если L _T ограничено 1.8 мкм (лучшее значение, полученное здесь) ожидается, что будет достигнута только половина фактора площади (14 мкм ²), даже если L составляет 0,01 мкм, и это явно неэффективная миниатюризация, несмотря на уменьшение L в 100 раз. Другими словами, уменьшение L и L _C будет более эффективным, пока эти два значения не станут сопоставимы с L _T. В-третьих, оптимальный L _C может быть найден после того, как будет зафиксировано L _T.Как показано на рис. 5c, минимальное значение коэффициента площади появляется, когда L _C достигает примерно 70% от L _T. Наш анализ, в котором впервые выделяется фактор площади, дает практические рекомендации по максимальному увеличению f _T, особенно потому, что последние два принципа не были конкретно упомянуты в предыдущих исследованиях.